avrを使用した交流電流測定。 ADC を使用して負の電圧を測定する方法

周波数 50 Hz の単純な交流電圧計は、個別に使用することも、完成したデバイスに組み込むこともできる内蔵モジュールの形式で作られています。
この電圧計は、PIC16F676 マイクロコントローラーと 3 桁のインジケーターで組み立てられており、それほど多くの部品は含まれていません。

電圧計の主な特徴:
測定された電圧の形状は正弦波です
測定電圧の最大値は 250 V です。
測定電圧の周波数 - 40…60 Hz;
測定結果の表示分解能は 1 V です。
電圧計の供給電圧は 7 ～ 15 V です。
平均消費電流 - 20 mA
2 つの設計オプション: オンボード電源ありとなし
片面PCB
コンパクトな設計
測定値を3桁のLEDインジケーターで表示

交流電圧を測定する電圧計の概略図


交流電圧を直接測定し、その値を計算して表示器に出力する機能を実装しました。 測定された電圧は、R3、R4、R5 で作られた入力分圧器に供給され、分離コンデンサ C4 を介してマイクロコントローラーの ADC 入力に供給されます。

抵抗 R6 と R7 は、ADC 入力に 2.5 ボルト (電力の半分) の電圧を生成します。 比較的小さな容量のコンデンサ C5 は、ADC 入力をバイパスし、測定誤差を減らすのに役立ちます。 マイクロコントローラーは、タイマーからの割り込みに基づいて動的モードでインジケーターの動作を組織します。

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ご清聴ありがとうございました！
イゴール・コトフ氏、Datagor マガジン編集長


▼ 🕗 01/07/14 ⚖️ 19.18 KB ⇣ 239 こんにちは、読者さん！私の名前はイゴール、45歳、シベリア人で熱心なアマチュア電子技術者です。 私は 2006 年以来、この素晴らしいサイトを思いつき、作成し、維持しています。
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電流センサーをマイクロコントローラーに接続する

理論の基本を理解したら、データの読み取り、変換、視覚化の問題に進むことができます。 つまり、単純な直流電流計を設計します。

センサーのアナログ出力は、マイクロコントローラーの ADC チャネルの 1 つに接続されます。 必要な変換と計算はすべてマイクロコントローラー プログラムに実装されます。 データ表示には2行文字のLCDインジケータを採用しています。

実験計画

電流センサーを実験するには、図 8 に示す図に従って構造を組み立てる必要があります。著者はこれにブレッドボードとマイクロコントローラーベースのモジュールを使用しました (図 9)。

ACS712-05B 電流センサー モジュールは、既製のものを購入することも (eBay で非常に安価に販売されています)、自分で作成することもできます。 フィルタ コンデンサの容量は 1 nF に選択され、0.1 μF のブロッキング コンデンサが電源に取り付けられます。 電源が入っていることを示すために、クエンチング抵抗付きの LED がはんだ付けされています。 センサーの電源と出力信号はモジュール基板の片側のコネクタに接続され、反対側には流れる電流を測定するための2ピンコネクタが配置されています。

電流測定実験では、2.7 オーム / 2 W の直列抵抗を介して、調整可能な定電圧源をセンサーの電流測定端子に接続します。 センサー出力はマイクロコントローラーの RA0/AN0 ポート (ピン 17) に接続されます。 2 行の文字 LCD インジケータはマイクロコントローラのポート B に接続されており、4 ビット モードで動作します。

マイクロコントローラーは +5 V の電圧で駆動され、同じ電圧が ADC のリファレンスとして使用されます。 必要な計算と変換はマイクロコントローラー プログラムに実装されます。

変換処理に使用される数式は次のとおりです。

電流センサー感度 Sens = 0.185 V/A。 電源 Vcc = 5 V、基準電圧 Vref = 5 V の場合、計算された関係は次のようになります。

ADC出力コード

したがって、

その結果、電流の計算式は次のようになります。

重要な注意点。 上記の関係は、ADC の電源電圧と基準電圧が 5 V に等しいという仮定に基づいています。ただし、電流 I と ADC 出力コード Count に関係する最後の式は、電源電圧が変動しても有効です。 これについては、説明の理論的な部分で説明しました。

最後の式から、センサーの現在の分解能は 26.4 mA であり、これは 513 ADC サンプルに相当し、予想される結果より 1 サンプル多いことがわかります。 したがって、この実装では微小電流の測定は不可能であると結論付けることができます。 微小電流を測定する際の分解能と感度を高めるには、オペアンプを使用する必要があります。 このような回路の例を図 10 に示します。

マイコンプログラム

PIC16F1847 マイクロコントローラー プログラムは C 言語で書かれ、mikroC Pro 環境 (mikroElektronika) でコンパイルされます。 測定結果は小数点以下 2 桁の精度で 2 行の LCD インジケータに表示されます。

出口

入力電流がゼロの場合、ACS712 の出力電圧は理想的には厳密に Vcc/2 になるはずです。 数値 512 は ADC から読み取られる必要があります。センサー出力電圧の 4.9 mV のドリフトにより、変換結果は ADC の最下位 1 ビットだけシフトします (図 11)。 (Vref = 5.0 V の場合、10 ビット ADC の分解能は 5/1024 = 4.9 mV になります)、これは 26 mA の入力電流に相当します。 変動の影響を軽減するには、複数の測定を実行し、その結果を平均することをお勧めします。

安定化電源の出力電圧が1Vに設定されている場合、
抵抗器には約 370 mA の電流が流れる必要があります。 実験で測定された電流値は 390 mA で、ADC の最下位桁の 1 単位だけ正しい結果を超えています (図 12)。
図12。

電圧が 2 V の場合、インジケーターは 760 mA を示します。

これで、ACS712 電流センサーの説明は終わりです。 しかし、もう一つの問題については触れませんでした。 このセンサーを使用してAC電流を測定するにはどうすればよいですか? センサーは、テスト リードを流れる電流に対応する瞬時の応答を提供することに注意してください。 電流が正の方向 (ピン 1 と 2 からピン 3 と 4 へ) に流れる場合、センサーの感度は正であり、出力電圧は Vcc/2 より大きくなります。 電流の方向が変わると、感度は負になり、センサーの出力電圧は Vcc/2 レベルを下回ります。 これは、AC 信号を測定する場合、マイクロコントローラーの ADC が電流の RMS 値を計算できるのに十分な速度でサンプリングする必要があることを意味します。

ダウンロード

マイコンプログラムのソースコードとファームウェアのファイル -

交流電圧計

N. オストロウホフ、スルグト

この記事では、交流電圧電圧計について説明します。 に組み立てられています
マイクロコントローラーであり、スタンドアロンの測定デバイスとして使用可能
または、低周波発生器の内蔵電圧計として使用できます。

提案された電圧計は次のように設計されています
1 Hz から 1 Hz までの周波数の正弦波交流電圧の測定用
800kHz。 測定電圧間隔 - 0 ～ 3 V (または外部の場合は 0 ～ 30 V)
分圧器 1:10)。 測定結果は次のように表示されます。
4桁のLEDインジケーター。 測定精度が決まる
マイコンに内蔵されているADCのパラメータとリファレンスソース
電圧であり、2 mV に等しくなります (間隔 0 ～ 3 V の場合)。 電圧計の電源は次のとおりです。
安定化電圧源 5 V、消費電流 40...65 mA V
使用するインジケーターとその輝きの明るさによって異なります。 消費電流
内蔵極性コンバータからの電流は 5 mA を超えません。

デバイスには次のものが含まれます（上の図を参照）
米。 1) AC-DC 電圧コンバータ、バッファを含む
直流電圧アンプ、デジタル電圧計、コンバータ
供給電圧の極性。 AC-AC電圧コンバータ
定数はコンパレータ DA1 で収集され、パルス発生器は要素上で収集されます。
DD1.1 ～ DD1.4 およびスイッチング トランジスタ VT1。 彼の作品を見てみましょう
さらに詳しく。 デバイスの入力に信号がないと仮定します。 それからテンションは
コンパレータDA1の反転入力ではゼロに等しく、非反転入力では次のように決定されます。
分圧器 R19R22 で、図に示されている定格では約 -80 になります。
mV。 この場合、コンパレータの出力にはローレベルがあり、
パルスジェネレータが動作できるようになります。 ジェネレーターの特徴は、次のような場合です。
コンパレータの出力における各電圧降下 DA1 のジェネレータ出力 (ピン 8)
要素 DD1.2) 1 つのパルスが生成されます。 収まる頃に休みがあれば
コンパレータの状態は変化せず、次のパルスが生成されるなどです。

パルスの持続時間は次によって異なります。
要素R16、C5の値は約0.5μsです。 低レベルでは
要素 DD1.2 の出力電圧が上昇すると、トランジスタ VT1 が開きます。 宗派
抵抗 R17、R18、R20 は、オープン トランジスタを介して接続されるように選択されます。
10mAの電流が流れ、コンデンサC8とC11が充電されます。 有効期間内
各パルスはこれらのコンデンサをミリボルトの何分の１かで充電します。 定常状態
モードでは、それらにかかる電圧は -80 mV からゼロ、繰り返しレートまで増加します。
ジェネレータのパルスが減少し、トランジスタ VT1 のコレクタ電流パルスが減少します。
抵抗を介してコンデンサ C11 のゆっくりとした放電のみを補償します。
R22。 したがって、初期の負のオフセットが小さいため、
入力信号がなくてもインバータは正常に動作します
モード。 繰り返し周波数の変化によりAC入力電圧が印加された場合
発生器のパルスに応じて、コンデンサ C11 の電圧が変化します。
入力信号の振幅。 ローパスフィルターR21C12により出力電圧を平滑化
コンバータ 注意すべきことは、
入力電圧の正の半波なので、非対称の場合
ゼロを基準にすると、追加の誤差が発生します。

ゲイン付きバッファアンプ
ギア 1.2 はオペアンプ DA3 に組み込まれています。 出力に接続されたダイオード VD1 が保護します。
マイコンはマイナス極性の電圧から入力します。 オペアンプDA3の出力より
抵抗分圧器 R1R2R3 および R4R5 を介した定電圧
マイクロコントローラ DD2 のライン PC0 および PC1 に到着します。これらは次のように構成されています。
ADC入力。 コンデンサC1とC2はさらに干渉と干渉を抑制します。 実は
デジタル電圧計は DD2 マイクロコントローラーに組み込まれており、
内蔵10ビットADCおよび内部1.1V基準電圧源。

マイコン用プログラム
BASCOM-AVR 環境を使用して書かれており、3 つまたは
コモンアノードまたはコモンを備えた 4 桁のデジタル LED インジケータ
カソードに接続し、電流 (正弦波信号の場合) または
入力信号電圧の振幅値と明るさを変更します。
インジケータライト PC3 ライン上の信号の論理レベルは、適用される信号のタイプを示します。
インジケーター - 共通アノード (低) または共通カソード (高) で、ライン上にあります
PC4 はその桁数で、下位が 4 桁、上位が 3 桁です。 プログラム
作業の開始時に、これらのラインの信号レベルを一度読み取り、調整します。
対応するインジケーターと連携するマイクロコントローラー。 4ビットの場合
インジケーターでは、測定結果は X.ХХХ (B) の形式で表示され、3 桁の場合は
- XXX (mV) は 1 V まで、電圧が 1 V を超える場合は Х.ХХ (V) を使用します。
3 桁のインジケータの場合、その桁の端子は 3 つの端子として接続されます。
図の 4 ビットの最上位ビット。 1.

PC2 ラインの信号レベルは制御します。
測定結果を10倍する（外部使用時に必要）
分圧器 1:10。 レベルが低い場合、結果は信号と乗算されません。
ライン PB6 はインジケーターの明るさを制御します。高レベルでは、
減少します。 明るさの変化は、次の比率の変化の結果として発生します。
各測定サイクル内のインジケーターの点灯時間と消灯時間。
プログラムで指定した定数では明るさが約2倍変化します。
PB7ラインに入力した場合の入力電圧の実効値を表示します
高レベルと振幅 - 低。 RS2、PB6、および PB6 ラインの信号レベル
PB7 プログラムは各サイクルの測定値を分析するため、次のことが可能です。
いつでも変更できるので、スイッチを使用すると便利です。 間隔
1 測定サイクルは 1.1 秒に相当します。 この間、ADC は約 1100 の処理を​​実行します。
サンプルの中で最大のものが選択され、必要に応じて乗算されます。
必要な係数。

測定定数の場合
電圧は、サイクル全体で 1 回の測定を行う場合と、交互に測定する場合に十分です。
500 Hz 未満の周波数では、コンデンサ C8 の電圧が増加します。 C11は顕著に変化する
サイクル中。 したがって、1 ms 間隔で 1100 回の測定が可能になります。
期間の最大値を記録します。 極性コンバータ
供給電圧は標準回路に従って DA2 チップ上に組み込まれます。 今日は彼の休日です
電圧 -5 V はコンパレータ DA1 とオペアンプ DA3 に電力を供給します。 XP2 コネクタは次の用途に使用されます。
マイクロコントローラーのハードウェア内プログラミング。

電圧計は定数を使用します
抵抗器 C2-23、MLT、チューニング - Bourns シリーズ 3296、酸化物
コンデンサーは輸入品、残りはK10-17です。 74AC00マイクロ回路は次のようにすることができます。
KR555LAZ、トランジスタKT361G - KT3107シリーズのいずれかと交換してください。 ダイオード 1N5818
少なくとも許容直流電流を持つゲルマニウムまたはショットキー ダイオードと置き換えてください。
50mA。 ICL7660チップの代替品は作者には不明ですが、コンバータは
電圧極性 +5/-5 V は、次のいずれかに従って収集できます。
雑誌「ラジオ」の企画。 また、コンバータを省略することも可能です
完全にバイポーラ安定化電源を使用しています。 特に
範囲はコンパレータに依存するため、コンパレータの選択に重点を置く必要があります。
動作周波数。 コンパレータ LM319 (アナログ KA319、LT319) を選択する理由は 2 つあります。
基準 - 必要な速度と可用性。 コンパレータ LM306、
LM361、LM710 は高速ですが、入手がより困難であることが判明しました。
さらに、それらはより高価です。 より入手しやすいのは、LM311 (KR554SAZ の国内類似品) と
LM393。 LM311 コンパレータをデバイスに取り付けると、ご想像のとおり、
周波数範囲は250kHzに狭まりました。 抵抗 R6 は比較的
内蔵として使用されているため、わずかな抵抗があります
ウーファージェネレーター内の電圧計。 デバイスをスタンドアロンメーターで使用する場合、
抵抗値を大きくすることもできますが、相対的に抵抗値が大きいため、測定誤差が大きくなります。
コンパレータDA1の入力電流が大きい。

分圧回路 1:10
図に示されています。 2. ここで、分圧器の抵抗 R2 の機能は抵抗によって実行されます。
R6 (図 1 を参照)。 分圧器は特定のシーケンスで設定されます。
入力には数kHzの周波数を持つ方形パルスが供給され、
振幅 2...3 V (このような校正信号は多くの製品で利用可能です)
オシロスコープ)、オシロスコープの入力は出力 (DA1 のピン 5) に接続されます。 調整
コンデンサ C1 は方形パルス形状を実現します。 オシロスコープは次のようになります
1:10 の入力分圧器と組み合わせて使用​​します。 インジケーター以外の部品は全て取り付け済み
100×70mmのプロトタイプ回路基板上に配線を使用して
インストール デバイス オプションの 1 つの外観を図に示します。 3. のために
デジタルインジケータの接続を容易にするため、コネクタが使用されています（図には示されていません）。
示されています）。 取り付け時に、XP1 入力プラグと対応するコンデンサ端子のコモン線
C8、C10、C11、およびC13はワイヤで1か所の共通線に接続する必要があります
最小の長さ。 要素 VT1、R20、C8、C10、C11、C13 およびコンパレータ DA1
コンデンサ C3、C6 はできるだけコンパクトに配置する必要があります。
コンパレータDA1の端子に近い、およびC4、C14、C15 - マイクロコントローラの端子に近い
DD2。 セットアップするには、デバイスの入力を閉じ、オシロスコープのプローブの共通出力を閉じます。
コンデンサC13のプラス端子に接続され、信号端子はエミッタに接続されます。
トランジスタVT1。 負極性のパルスが画面に表示されます。
振幅は約0.6 V、持続時間は0.5 μsです。 低周波が原因の場合
パルスのシーケンスは観察するのが難しくなりますが、一時的に平行になります。
抵抗値が 0.1 ～ 1 kOhm の抵抗がコンデンサ C11 に接続されています。 電圧
コンデンサ C12 は高インピーダンス電圧計で制御されます。
ゼロに近い値（プラスまたはマイナス数ミリボルト）。

オペアンプDA3の出力電圧
(数ミリボルトを超えてはいけません) 抵抗器 R27 を使用
ゼロに設定します。 マイクロコントローラーの必要な動作モード
ライン PB6、PB7、RS2 ～ RS4 に必要なレベルを供給することによって設定されます。
共通線または抵抗を介して +5 V 電源ラインに接続
抵抗 20...30 kΩ。 例示的なものはデバイスの入力に接続されています
電圧計を使用し、0.95 ... 1 V の定電圧を印加します。 サブストリング抵抗
R4 は両方の電圧計の読み取り値を等しくします。 その後、電圧は次のように増加します
2.95...3 V になり、抵抗 R1 によって読み取り値が再び等しくなります。 抵抗器の選択
R8-R15 インジケーターの希望の明るさを設定できます。 まず彼らは選択します
必要な額面を 1 つだけ設定し、残りを設定します。 で
選択の際は、適用されるポートの最大出力電流に注意してください。
マイクロコントローラーは 40 mA を超えてはならず、総消費電流は 200 mA を超えてはなりません。
mA。

編集者より。 マイクロコントローラーのプログラムは弊社にあります。
FTP-cep-vere、ftp://ftp.radio.ru/pub/ 2011/02/Vmetr.zip

序文

デジタル化以前の古い時代には、私たちは誰もが、普通の時計、秤から始まり、最後に…うーん、それではすぐに使用の限界さえ見つけられない、指針測定器に満足しなければなりませんでした。 そうですね、精密な実験室用のマイクロ、またはさらに素晴らしいピコアンメーターを考えてみましょう。 そして、目的に応じて、精度のクラスがかなりたくさんありました。

たとえば、車のタンク内の燃料の量を示す通常のインジケーターは、測定値の不正確さが最も明らかな例です。 この「表示メーター」に頼って事前に給油しないドライバーを私は一人も知りません。 根っからの悲観主義者である運転手たちは、トランクに燃料の入った容器を入れずに車を運転することはありませんでした。

しかし、研究所、特に国家検証委員会には、ミラースケールと0.5よりもはるかに優れた精度クラスを備えた転轍手がいました。

そして私たちのほぼ全員が満足し、幸せでした。 そして、満足できなかった場合は、もちろん、可能であれば、より正確な機器を購入しました。

しかし今はデジタル時代が到来しています。 私たち全員がこれに満足していました。今ではインジケーターの数値がすぐに確認できるようになり、提供された「精度」に満足しています。 さらに、現代では、これらのどこにでもある「デジタル」の価格は、希少になった「不正確な転轍手」よりも桁違いに安いです。 しかし、体重であれ、現在の強さであれ、数字で示される量は依然としてアナログのままであり、それは問題ではないと考える人はほとんどいません。 これは、これらの量が依然としてアナログで測定されていることを意味します。 そして、処理とプレゼンテーションの場合のみデジタル値に変換されます。 ここにエラーが隠されており、同じ場所にある 2 つの異なる室温計が異なる値を示すと驚くことになります。

測定値から指標までのパス

測定と表示のプロセス全体を見てみましょう。 また、電気量も意識的に選んでいます。 まず第一に、私たちは依然として電子技術者のサイトにいます。熱物理学者やパン屋ではありません。私の比較の許可を許してください。 次に、個人的な経験からの例を使って推論を強化したいと思います。

まずは現在の強さを選択します！

アナログ量のデジタル表現を取得するには、アナログ - デジタル コンバーター (ADC) が必要であるという決まり文句を繰り返す必要があります。 しかし、それ自体ではまだほとんど役に立たないため、計画したすべてを完了するには他のノードが必要になります。 つまり:

  1. ADC 自体の前には、入力値と ADC 変換範囲の比率に応じて正規化アンプまたは減衰器などの正規化デバイスが必要です。
  2. ADC の後のデコーダで、対応するインジケーターのデジタル コードに変換された等価数値を表します。

ADC とデコーダの両方を組み合わせた既製の超小型回路があります。 たとえば、マルチメーターで使用される ICL7136 など。

基本的に、これらすべてのノードは、何らかの形で必要なだけです。 センサー自体にまだ名前を付けていません。この場合は、電流電圧変換器、または単にシャントです。

それでは、チェーン全体を簡単に見てみましょう。 シャント (抵抗が非常に低い強力な抵抗器) を流れる電流により、その極に電位差が生じます。 グーテン・タグ、オーム！ ただし、この差は非常に小さく、すべての ADC がこの値を完全に変換できるわけではないため、シャントからの信号 (電圧) を許容可能な値まで増幅する必要があります。 このため、正規化アンプが必要になります。 ここで、入力で消化可能な電圧を受け取った ADC は、可能な限り最小限の誤差で変換を実行します。 その出力では、選択した範囲で測定された電流の現在値に対応する数値を取得します。インジケーターに表示するには、それに応じてデコードする必要があります。 たとえば、7 セグメントのインジケータ コードに変換します。

この記事では別の目標を追求しているため、上記の各段階について詳しく説明する必要はないと思います。 そして、詳細はインターネット上でたくさん見つけることができます。

詳細

私はいわゆるものを持っています 電流フローインジケーター付き電子負荷。 負荷自体の基本的な図はありますが、電流をより正確に設定するには外部電流計が必要になります。 スペースを節約し、マルチメーターの群れ全体を持たないようにするために、両方のデバイスを接続することにしました。

私の内蔵電流計は Tiny26L MK 上で組み立てられ、プログラムされています。 この電流計の一部は、基本的な安定回路の一部である LM358 チップの 2 番目 (フリー) オペアンプです。 それらの。 これは、シャント (5A x 0.1 オーム) での最大電圧降下がわずか 0.5 ボルトであるため、私の標準化アンプです。これは、内部基準電圧を使用した全変換範囲には明らかに十分ではありません。

T.Oさんによると、 (英語 = データシート) 内蔵基準電源 (ION) の公称電圧は 2.56 ボルトです。 とても使いやすいサイズです！ しかし、実際にはそれほど良い結果は得られません。MK の調整後の ION 電圧は 2.86 ボルトであることが判明しました。 これをどのように判断したかは別のトピックです。 ここでも便利な 2.56 ボルトに戻りましょう。 何が起こるか見てみましょう。シャントでは最大 0.5 ボルトの電圧降下が発生し、ADC は最大 2.56 ボルトに変換します。 ゲイン 5 の正規化アンプはそれ自体を示唆しており、変換中に得られる数値は、結果を表すために高度な算術演算を必要としません。5 アンペア = 2.5 ボルト = 250 単位 (8 ビット変換の場合)。 結果に 2 を掛け、100 と 10 の間に小数点を入力するだけで、アンペアの 10 分の 1 と 100 分の 1 という非常に便利な表現が得られます。 7 セグメントの標識への最終的な変換はテクノロジーの問題です。 すべて問題ありません。ハードウェアに実装できます。

ただし、組み込み ION の例ですでに示したように、使用するコンポーネントで許容可能な (言うまでもなく高い!) 精度を得るのはそれほど簡単ではありません。 MK のプログラムを使用して、数学的に誤差を補正する方法を選択できますが、これにはキャリブレーションが必要です。 このパスは、C およびその他の高級言語で非常に簡単に実装できます。 しかし、頑固なアセンブラである私にとって、RISC 命令を使用して数学をいじるのはさらに頭の痛い問題です。

私は別のパス、すなわち正規化アンプ (NA) のゲインの補正を選択しました。 これには多くは必要ありません。トリミング抵抗は 1 つだけです。 調整範囲が十分であると同時に誇張されないように、その値を正しく選択する必要があります。

正規化アンプ素子の選択

したがって、調整範囲を決定する必要があります。 最初のステップは、コンポーネントの公差を決定することです。 たとえば、私のシャントの許容誤差は 1% です。 正規化増幅回路内の他の抵抗器の許容誤差は最大 10% である場合があります。 そして、ION の不正確さを忘れないでください。私の場合、それはほぼ +12% でした。 これは、実際に換算された数値がほぼ 12% 減少することを意味します。 ただし、この誤差はすでにわかっているので、NU ゲインにそれを考慮します。これは 5.72 になるはずです。 また、他のコンポーネントの実際の誤差は不明であるため、調整範囲を計算するには、考えられる最大の合計誤差を見つける必要があります。

これらの「パーセンテージ」を単純に合計すると、シャントの 1% にオペアンプのフィードバック抵抗の 2 倍 10% を加えたものとなります。 合計: 21%。

これが本当にそうなのか見てみましょう。 これを行うには、既に選択された値を持つこの NU が表示されている図の部分を見てみましょう。

ご覧のとおり、調整可能な伝達係数を備えた非反転アンプがあり、理論的には図に示されている定格で 4.979 から 6.735 まで調整可能です。 しかし、各抵抗器の ±10% の可能性のある誤差を考慮すると、最悪の組み合わせでは Ku = 5.864 - 8.009 となり、明らかに必要な係数を超えています。 この組み合わせが発生した場合は、他の宗派を選択する必要があります。 調整抵抗の値をすぐに、たとえば 39k に増やすことをお勧めします。 その場合、Ku の下限は 5.454 となり、これはすでに許容可能です。

そうですね、「本物のラジオマニア」である私は、入手可能なものの中からトリマーを選ぶ必要がありましたが、その製品に投資できたのは単に幸運でした。 別の値のトリマーがあったとしても問題はありません。R2 と R3 を再計算します。私の場合、許容誤差は 5% なので、別のトリマーを使用する必要はありませんでした。

自分の欠点や不足を克服する

すべてが考え抜かれ、計算されているようです - 料金を追加します。 まずこのデザインをブレッドボードでテストしてみましょう。 否や言うほどない！ Ku は期待どおりには再建されていませんが、必要な範囲内で再建されています。 ただし、負荷電流がない場合、インジケーターは 0.00 を表示しませんでした。 まず第一に、プログラムが MK にあるのではないかと思いましたが、ADC 入力が共通線に短絡されたときに、貴重なゼロが表示されました。 これは、ゼロボルト以外の何かが MK の入力に来ることを意味します。 マルチメーターを使用したテストによりこの仮定が確認され、次のタスクが設定されました。 研究の詳細には触れず、結果のみを説明します。

理由は次のとおりでした。使用したオペアンプが最高の品質とは程遠いということをまったく考慮していませんでした。 彼はいわゆるそう呼ばれるものでもない。 "レールからレールへ"。 これは、その出力電位がどの供給極にも決して到達しないことを意味します。 私の場合、0ボルトになることはありません。 ここで、バイポーラ電源から電力が供給されている場合、出力は予想どおりのゼロになります。 しかし、私の電源はユニポーラなので、コンバータを使用して回路を複雑にするつもりはありませんでした。 解決策は「仮想土地」の作成にありました。 (基本回路とは対照的に) 別の電源のおかげで、ダイオードを使用して、バッテリーの負極に対して共通ワイヤの電位をシフトすることができました。

そこで、基板をエッチングしてはんだ付けします。 このデザインをケースに詰め込む時が来ました。 実際、それは行われました。 しかし、動作中に、オペアンプの入力回路のドリフトという別の小さな欠陥が発生しました。 これは、測定値の負のシフトとして表現されました。 数十ミリアンペアの電流でもインジケーターは依然としてゼロを示していましたが、これは私には合わなかったのです。 数 mA の変動は許容しますが、それでもミリアンペア単位は表示されません。 NUの入力にバイアス回路を導入する必要がありました。

R4 と RZ の定格は、「仮想グランド」に対してプラス/マイナス数十ミリボルトのバイアスがかかるように選択されます。 完成したボードを作り直す気はなかったので、Ku アジャスターの代わりに必要な調整可能なディバイダーを追加しました。

一般に、結果として得られるデバイスは私のニーズを満たします。 もちろん、長期にわたって改善することはできますが、まだその必要はありません。

次回は、実験室の電源の電圧電流計の例を使用して、デジタル部分と数学について説明します。

電圧、電流を測定し、50 Hz の周波数で負荷によって消費される総電力を表示する、非常に単純なデバイスです。

修理作業や新しい機器の検査・試験の際には、LATRから電圧を供給する必要が生じることが多く、電圧や電流を制御する必要があります。 これらの目的のために、電圧計・電流計が開発され、LCD インジケーターを備えたマイクロコントローラーに組み込まれました。 電圧と電流を測定するので、総電力を簡単に計算できます。 その結果、非常にコンパクトなメーターが完成しました。
仕様
1. 測定電圧の変化の限界は 0 ～ 255 ボルト、分解能 0.5 ボルトです。 測定値は 1 ボルト単位で表示されます。
2. 測定電流の変更制限は 0 ～ 10 アンペア、分解能 20 mA。 測定値は 10 mA 刻みで表示されます。
3. 皮相電力は電流と電圧の積として計算され、ボルトアンペアの整数値のみが表示されます。

回路図

フラグメントは除外されました。 私たちの雑誌は読者からの寄付によって成り立っています。 この記事の完全版は次の場合にのみ入手可能です


制度に適用される AC電圧と電流の直接測定マイクロコントローラー。
分圧器 R7、R9、R12、C12 を介した測定電圧は、コンデンサ C10 を介してマイクロコントローラの入力に供給されます。 コンデンサ C12 は入力分圧器とともに積分回路を形成し、インパルス ノイズの侵入を防ぎます。

測定された電流はシャント R1 を流れ、シャント R1 から除去された電圧はオペアンプによって増幅され、チェーン R8 と C8 を介してマイクロコントローラーの入力に供給されます。 OP1 の最初の段は、フィードバック回路に積分コンデンサ C3 を備えた反転増幅器です。 OP1 から除去される電圧スイングは約 5 ボルトである必要があるため、アンプ チップは増加した電力 (9 ～ 15 ボルト) を受け取ります。 OP2 の 2 番目のステージはリピーターによってオンになり、特別な機能はありません。 コンデンサ C3 は、マイクロコントローラーの ADC の動作中の干渉を軽減するために役立ちます。

測定入力 RA0 および RA1 は、抵抗 R11 および R13 を介して 2.5 ボルトの一定の安定化バイアスを受け取ります。 この電圧により、入力電圧の正と負の半サイクルを正確に測定できます。
LCD ディスプレイが PIC16F690 マイクロコントローラーに接続されており、16 文字を 2 行表示します。 抵抗 R14 は、最適な表示コントラストを設定するために使用されます。 抵抗 R15 はディスプレイのバックライト電流を決定します。
このデバイスは、別の 9 ～ 12 ボルトの変圧器から電力を供給されます。 +5 ボルトのパワー スタビライザーは 78L05 チップ上に組み込まれており、特別な機能はありません。


電話アダプターからデバイスに電力を供給しました。 ボードには独自のブリッジ Br1 があるため、接続の極性は関係ありません。 コンデンサ C4 の両端の電圧が 10 ～ 15 ボルトであることが重要です。

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イゴール・コトフ氏、Datagor マガジン編集長


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