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単純な電圧変換器の回路。経済的な電圧変換器「同軸ケーブル－インダクタ」回路用

単純な電圧変換器の回路。経済的な電圧変換器「同軸ケーブル－インダクタ」回路用

リップルの増加によりコンデンサの静電容量を減らすことは受け入れられないため、コンバータを出力電圧を一定の負に維持するデバイスを備えたスタビライザーに置き換えることが決定されました。フィードバック(OOS)、自動生成機能の動作を制御します。

新しい電圧コンバータの回路図を図に示します。制御されたフィードバック回路は、電界効果トランジスタ VT3 (バイアス電圧調整器)、VT4 (増幅器)、VT5 (電流発生器) によって形成されます。装置は次のように動作します。電源がオンになった瞬間、コンバータのトランジスタ VT4 の出力には電圧がありません。 VT5 は消勢されます。 VTI トランジスタを使用して発電機を始動した後。 VT2、定電圧がコンバータの出力に現れ、回路 RЗVT5R4R5) に電流が流れます。

出力電圧が増加すると、抵抗 R3 の抵抗値に応じて、特定の制限に達するまで増加します。

コンバータの出力電圧がさらに上昇すると、トランジスタ VT4 のソース-ゲートセクションの電圧も上昇し、それがカットオフ電圧より大きくなると、トランジスタ VT4 が開きます。抵抗器Ｒ２の両端の電圧が増加すると、トランジスタＶＴ３が閉じ始め、トランジスタＶＴ１のベースのバイアス電圧が閉じ始める。 VT2が減少します。その結果、出力電圧の上昇が止まり、安定します。

バッテリーが放電したり、負荷が増加すると、コンバータの出力電圧はわずかに低下しますが、その後、発振トランジスタのバイアス電圧が上昇し、出力電圧は元の値に戻ります。テストが示したように、電源電圧を 4.5 V から 1.5 V に下げても出力電圧はほとんど変化せず、10 V に上げても 0.2 V しか増加しません。

上記のデバイスでは、電界効果トランジスタが微小電流モードで動作し、自励発振器が KT201V 中周波トランジスタを使用しているため、コンバータの消費電流は 32 mA から 5 mA に減少しました。コンバータの出力インピーダンスは 160 オームです (以前のコンバータは 5 kオームでした)。出力電圧整定時間0.1秒。

コンバータの製造には、古いデバイスの部品が部分的に使用されました。自励発振トランス、100 マイクロファラッドと 5 マイクロファラッドの容量を持つコンデンサ、27 オームの抵抗器、D223B ダイオード、アルミニウムスクリーンなどです。、自己発振器の発振形状は蛇行に近いですが、部品の合理的な配置により、プリント回路基板そしてコンバーターのシールドにより、干渉をほぼ完全に取り除くことが可能になりました。

デバイスのセットアップには、自動発電機の機能をチェックし、必要な出力電圧を設定することが含まれます。最初に抵抗 R3 を (大まかに) 選択し、次に抵抗 R4 を (正確に) 調整します。

バリキャップに電力を供給するためのこの経済的な電圧コンバータは、他のトランジスタ受信機でも使用できます。

携帯ラジオでバリキャップを使用する場合、バリキャップに電力を供給するために最大 20 までの供給電圧の増加が必要になる場合があります。電圧コンバータは昇圧変圧器で使用されることが多いですが、昇圧変圧器は製造に労力がかかり、また干渉源になる可能性もあります。図に示す電圧変換回路には昇圧トランスを使用していないため、これらの欠点はありません。

要素 DD1.1 DD1.2 は方形パルス発生器を形成し、要素 DD1.3 DD1.4 はバッファ要素として使用されます。電圧乗算器では、整流された電圧を平滑化するためにダイオード VD1 ～ VD6、および C3 ～ C7 C8 が使用され、パラメトリック電圧安定化装置が VT1 ～ VT3 および R2 に組み込まれ、トランジスタの逆バイアスされたエミッタ接合がツェナーダイオードとして使用されます。

電圧コンバータの設定は必要なく、KT316 KT312 KT315 シリーズのトランジスタはすべて VT1 ～ VT3 として適しています。

文献 MRB1172

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電源電圧 Upit が 5 ～ 10 V の範囲にある場合、DD1 マイクロ回路にはそこから直接電力が供給されます。電圧が 10 V を超える場合は、クエンチング RC フィルターを介してマイクロ回路に電力を供給する必要があります。

トランジスタのベース回路の電流は最大 1 mA まで抵抗 R6、R7 によって制限されており、トリガーの動作に影響を与える可能性があるため大幅に増やすことはできません。したがって、コレクタ電流も制限され、一方では最大電流が決まります。出力電力コンバーターは、一方で、コンバーターに何らかの保護を提供します。短絡負荷の下で。

コンバータの電力を増やす必要がある場合は、図に示す回路に従ってトランジスタスイッチを作成することをお勧めします。 2. この場合、変圧器の一次巻線の最大電流は、Ii = h21e VT3 (Upit - 1.4)/R8 として推定でき、適切な値の抵抗 R8 を選択できます。コンバータで使用されるトランジスタは、可能な限り低い飽和電圧値 Ukeus を備えているだけでなく、最大許容電流 Ikmax と電圧 Ukemax に最適なものでなければなりません。 K176LE5 マイクロ回路は K561LE5 に置き換えることができ、電源電圧の変更範囲が 3 ～ 15 V に拡張されます。

コンバータトランスは通常の方法[L]を使用して計算されます。このプロセスを簡素化するために、表に示されているデータを使用できます。 2000NM1 フェライトで作られたリング磁気コア上で独立した励磁を行う多数のコンバーターの計算データは、50 kHz の周波数に対応します。

磁心サイズ

まず、変圧器の全体電力 Pr は、すべての負荷の電力と一次巻線電流 Ii = Pg / (Ui * 1.3) の合計として求められます。次に、表を使用して、変圧器に全体的な電力を供給する磁気コアを選択し (余裕を持って)、一次巻線の巻数を計算します: Wi= w"Ui(1 - Uк/2)、ここで Uк は変圧器の不完全性と巻線の直径を考慮した係数: d = 1.13*(Ii/j の根)。

一次巻線を 2 本のワイヤで作成し、巻線を磁気コアにしっかりと配置し、計算された巻数の後、層が満たされるまで巻き続けることをお勧めします。次に、すでに巻かれている巻線を考慮して、1 V 電圧あたりの巻数を再計算し、新しい w の値を使用して二次巻線の巻数を計算します: Wi=w"Ui(1+Uк/2) 、およびワイヤの直径（上記と同様の式を使用）。

変圧器の二次巻線の巻き数も磁気コアの全周に沿って均等に配置する必要があります。この技術により、漏れインダクタンスを低減することが可能になり、変換周波数がわずかに低下した場合でも、動作中の磁気回路の非飽和が再び保証されます。

コンバータの設置は、まず電源電圧源を変圧器の一次巻線から切り離すことから始まります。オシロスコープを使用して、トリガー出力でのパルスの存在とその周波数を確認します。その後、変圧器に電力を供給し、アイドル状態でコンバータの動作を確認します。この後、等価負荷を接続して、コンバータが最大許容値を超えない負荷でも安定して動作することを確認し、同時にトランジスタがスイッチングモードで動作することを確認します。コレクタの信号エッジは急峻である必要があり、開いたトランジスタの電圧は基準値 Ucanas を超えません。

文学
REA 電源。ディレクトリ。エド。。 - M.: ラジオと通信、1985 年。

編集者より。 強力なトランジスタのターンオフ時間を短縮するには (図 2 を参照)、それらのエミッタ接合を 100 ～ 510 オームの抵抗でシャントする必要があります。

ラジオ、N 7 1996

トランスレスコンデンサ電圧コンバータ

米。 1.1. トランスレスコンバータの基本要素のスキーム： 1 - マスターオシレータ。 2 - 一般的なアンプブロック

トランスレス電圧コンバータは、マスターオシレータ 1 とプッシュプルアンプスイッチ 2 の 2 つの典型的な要素 (図 1.2)、および電圧乗算器 (図 1.1、1.2) で構成されます。コンバータは 400 Hz の周波数で動作し、12.5 V の出力電圧を提供します。

最大 100 mA の負荷電流で電圧 22 V (素子パラメータ: R1=R4=390 Ohm、R2=R3=5.6 kOhm、C1=C2=0.47 μF)。ブロック 1 では、トランジスタ KT603A ～ B が使用されます。ブロック 2 - GT402V(G) および GT404V(G)。

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標準ブロックに基づく電圧変換回路

電圧コンバータは、上記の標準ブロック (図 1.1) に基づいて構築されており、図に示すように異なる極性の出力電圧を得るために使用できます。 1.3.

最初のオプションでは、-1 ～ 10 B および -10 B の電圧が出力で生成されます。 2 番目 - デバイスが 12 B 電源から電力供給されている場合は -1 ～ 20 B および -10 B。

約 90 B の電圧でサイラトロンに電力を供給するには、図に示す電圧変換回路を使用します。 1.4 マスターオシレータ 1 および要素パラメータ: R1=R4=1 kOhm、

R2=R3=10kΩ、C1=C2=0.01μF。ここでは、広く入手可能な低電力トランジスタを使用できます。この乗算器の乗算係数は 12 で、利用可能な電源電圧では約 200 V の出力が期待されますが、実際には損失のため、この電圧はわずか 90 V であり、その値は負荷電流の増加とともに急速に低下します。

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米。 1.5. 電圧変換回路

反転出力電圧を得るには、標準ユニットに基づいたコンバータを使用することもできます (図 1.1)。デバイスの出力 (図 1.5) では、電源電圧と符号が逆の電圧が生成されます。絶対値では、この電圧は電源電圧よりわずかに低くなります。これは、半導体素子での電圧降下 (電圧損失) によるものです。回路の電源電圧が低くなり、負荷電流が大きくなるほど、この差は大きくなります。

電圧コンバーター (ダブラー) (図 1.6) には、マスターオシレーター 1 (図 1.1 の 1)、2 つのアンプ (図 1.1 の 1) が含まれています。 1.1) とブリッジ整流器 (VD1 -VD4)。

ブロック 1: R1=R4=100 オーム; R2=R3=10キロオーム; C1=C2=0.015μF、トランジスタKT315。

一次回路から二次回路に伝送される電力は変換の動作周波数に比例することが知られており、そのため、周波数の増加と同時にコンデンサの静電容量が減少し、その結果、デバイスの寸法とコストが減少します。

このコンバータは、12 B (無負荷時) の出力電圧を提供します。負荷抵抗が 100 オームの場合、出力電圧は 11 B に低下します。 50 オームで - 最大 10 B。 10 オームでは最大 7 B。

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多極出力電圧を得るコンバータ回路

電圧コンバータ (図 1.7) を使用すると、出力で共通の中点を持つ 2 つの逆極性の電圧を取得できます。このような電圧は、オペアンプに電力を供給するためによく使用されます。出力電圧の絶対値はデバイスの電源電圧に近く、その値が変化すると同時に変化します。

トランジスタ VT1 - KT315、ダイオード VD1 および U02-D226。

ブロック 1: R1=R4=1.2 kΩ; R2=R3=22キロオーム; C1=C2=0.022μF、トランジスタKT315。

ブロック 2: トランジスタ GT402、GT404。

ダブラーの出力インピーダンスは 10 オームです。アイドルモードでは、コンデンサ C1 と C2 の合計出力電圧は 19.25 V で、消費電流は 33 mA です。負荷電流が 100 mA から 200 mA に増加すると、この電圧は 18.25 B から 17.25 B に減少します。

電圧コンバータのマスターオシレータ (図 1.8) は 2 つの /SHO/7 素子で作られています。トランジスタ VT1 と VT2 を使用した増幅段がその出力に接続されています。デバイスの出力の反転電圧は、変換損失を考慮すると、入力よりも数パーセント（低電圧電源の場合は数十パーセント）低くなります。

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CMOS素子をベースとしたマスターオシレータで多極電圧を生成する電圧変換回路

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米。 1.11. バリキャップ用電圧変換回路

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KR1006VI1マイクロ回路上のマスターオシレータを備えた電圧コンバータ/インバータの図

コンバータ - 電圧インバータの特性（図1^14）を表に示します。 1.2.

次の図は、KR1006VI1 マイクロ回路 (図 1.15) に基づく別の電圧コンバータ回路を示しています。マスターオシレーターの動作周波数は8kHzです。その出力には、電圧倍増回路に従って組み立てられたトランジスタアンプと整流器があります。電源電圧が 12 B の場合、コンバータの出力は 20 B です。コンバータの損失は、倍電圧整流器のダイオード間の電圧降下によって発生します。

表1.2。電圧変換器・インバータの特性（図1.14）

		アイコン消費量、mA

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負極電圧駆動回路

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米。 1.18 2 つの K561LA7 マイクロ回路上の正確な極性コンバータのスキーム

コンバータの動作中、負極性の電圧が出力で形成され、高電圧負荷で高精度に、定格電源電圧値の全範囲（3から300まで）にわたって電源電圧を繰り返します。

電源電圧コンバータS.Sych225876、ブレスト地域、コブリン地区、オレホフスキー村、レーニン通り、17 - 1. 私は、さまざまな設計のバリキャップを管理するためのシンプルで信頼性の高い電圧コンバータ回路を提案します。この回路は、9 V で電力を供給すると 20 V を生成します。最も経済的であると考えられるため、電圧逓倍器を備えたコンバータオプションが選択されました。さらに、ラジオ受信に干渉しません。長方形に近いパルス発生器がトランジスタ VT1 と VT2 に組み込まれています。電圧増倍器は、ダイオード VD1 ～ VD4 とコンデンサ C2 ～ C5 を使用して組み立てられます。抵抗 R5 とツェナーダイオード VD5、VD6 はパラメトリック電圧安定器を形成します。出力のコンデンサ C6 はハイパスフィルターです。コンバータの消費電流は、供給電圧、バリキャップの数、およびタイプによって異なります。発電機からの干渉を減らすために、デバイスをスクリーンで囲うことをお勧めします。正しく組み立てられたデバイスはすぐに動作し、部品の定格には重要ではありません。

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自動車エレクトロニクスデジタルタコメーター提案されたデバイスは、設計が非常にシンプルですが、優れた機能を備えています技術特性、利用可能なコンポーネントを使用して組み立てられます。タコメータは、自動車エンジンの電子点火装置の動作を調整するとき、エコノマイザの応答しきい値を正確に設定するときなどに非常に役立ちます。しかし、デジタルタコメータを車載式（インストルメントパネルに取り付けられた）ものとして使用することの妥当性には疑問があります。）、これについては、雑誌「ラジオ」でかつてA.メズルミャンによる「デジタルかアナログか？」という記事が掲載されました。 -1986 年、第 7 号、p. 25、26。タコメーターは、4 気筒自動車ガソリンエンジンのクランクシャフト速度を測定するように設計されています。アイドル時の調整作業や走行中のエンジン回転数の監視などに使用できます。測定サイクルは 1 秒で、表示時間も 1 秒です。つまり、表示時間中に次の測定が行われ、インジケーターの読み取り値は 1 秒に 1 回変化します。 T160 電流レギュレータ回路最大測定誤差 30 min~1、表示桁数 - 3、測定限界を切り替える機能はありません。タコメーターにはクォーツクロックジェネレーターの安定化機能が付いているため、測定誤差は温度に依存しません。環境そして電源電圧の変化。タコメータの原理を図に示します。 1. 機能的には、このデバイスは、DD1 マイクロ回路上に組み立てられた水晶発振器、VT1 トランジスタ上の入力ノード、要素 DD2.1 ～ DD2.3 上の入力パルス周波数 3 倍器、およびカウンタ DD3、カウンタ DD4 ～ DD6、 コンバーターコード DD7 ～ DD9、デジタルインジケータ HG1 ～ HG3、電源電圧安定器 OA1。信号オン入力ノードタコメーターはブレーカーの接点から出ています。配膳後は…

「強力な7素子LEDインジケーターを点灯する」サーキット用

デジタルテクノロジーによる強力な 7 要素 LED インジケーターの点灯。ヤコブレフ・ウジホロド LEDインジケーター ALS321、ALS324、ALS333 シリーズなどは良好な照明特性を備えていますが、公称モードでは各素子あたり約 20 mA という非常に大きな電流を消費します。動的表示では、電流の振幅の役割は数倍大きくなり、業界では 7 要素の 2 進 10 進コードとしてデコーダ K514ID1、K514ID2、KR514ID1、KR514ID2 を製造しています。指定したインジケーターと連携するには、コモンカソードデコーダ K514ID1 および KR514ID1 の出力キートランジスタの最大確率電流は 4 ～ 7 mA を超えず、K514ID2 および KR514ID2 は共通のアノードを持つインジケーターでの動作のみを目的としているため、これらは不適切です。 T160 電流レギュレータ回路 1 は、K514ID1 デコーダと強力な ALS321 A インジケータを共通のカソードでマッチングさせた変形例を示しています。例として、図では要素「a」が含まれることを示しています。残りの要素は、同様のトランジスタと抵抗のターゲットを介してオンになります。インジケーター要素の供給電流が約 20mA の場合、デコーダーの出力電流は 1mA を超えません。図 2 は、ALS321 B インジケーター (共通アノード付き) と KR514ID1 解読器の連携を示しています。このオプションは、図の K514ID2.Puc.2 デコーダがない場合に使用することをお勧めします。 3 は、共通の陰極を備えたインジケーターをオンにする場合に示されています。

「電圧極性変換回路」の場合

最新のデバイスのほとんどは超小型回路を使用して作られています。さらに、デバイスにはデジタルとアナログの両方の IC (オペアンプなど) が含まれている場合があり、その電源にはバイポーラ電圧源が必要ですが、デバイスを定常状態で使用する場合、原則として問題は発生しません。デバイスの重量と回路設計の選択電源ソリューションには厳密な要件はありません。フィールド条件では、通常、電源としてバッテリーまたは蓄電池が使用され、その価格と重量も大きくなる可能性があります。これに関連して、また電源の交換の利便性の理由から、さまざまなタイプの極性コンバーターが使用されます。電圧極性回路を検索し、Electronics Workbench EDA シミュレータプログラムを使用してその機能をモデル化およびテストすると、図に示す単純な回路が得られます。サイリスタ回路でリレーをオンにする提案されたコンバータは、トランスレス回路においてほとんどの同様のデバイスとは異なり、組み立てと構成がはるかに簡単であり、特に外国製のコンデンサ SZ および C4 を使用する場合、サイズが非常に小さくなります。 DA1 タイマーには「蛇行」ジェネレーターが組み込まれています。発電機の出力は、電圧倍増回路 VD1 に従って組み立てられた整流器にロードされます。 VD2。北西。 C4. 抵抗 R1 はタイマー DA1 の放電トランジスタの負荷です。出力信号電圧の形状と大きさは、その定格によって異なります。抵抗器 R1 の値の役割は小さいにもかかわらず、トランジスタの平均コレクタ電流は 140 mA 以内です (許容値は 200 mA)。コンデンサ C1 と抵抗 R3 は、発電機の周波数設定要素です。ユニットの総消費電流は 150mA を超えません。 500 オーム (R4) の負荷では、出力電圧は...

携帯ラジオでバリキャップを使用すると、電力を供給するために電圧コンバータの使用が強制され、電源の電圧が約 20 V に上昇します。このようなコンバータでは、多くの場合、製造に多大な労力を要する昇圧トランスが使用されます。それらの磁場は、特に小型無線機で干渉を引き起こす可能性があります。

図の回路に従って組み立てられたコンバータには、これらの欠点はありません。 95、a. 巻き上げ部品が含まれていないため、調整はほとんど必要ありません。要素 DD1.1 と DD1.2 は方形パルス発生器を形成し、要素 DD1.3 と DD1.4 はバッファ要素として使用されます。電圧乗算器はダイオード VD1 ～ VD6、コンデンサ SZ ～ C7、コンデンサ C8 を使用して整流された電圧を平滑化します。パラメトリック電圧安定器はトランジスタ VT1 ～ VT3 と抵抗 R2 に組み込まれています。ここでは、トランジスタの逆バイアスされたエミッタ接合がツェナーダイオードとして使用され、安定化モードは5 ... 10 μAの電流ですでに始まります。

米。 95. スキーム (a) およびバリキャップに電力を供給するための電圧コンバーターの回路基板 (b)

コンバータのすべての部品は、30X40 mm のプリント基板に取り付けることができます (図 95、b)。コンバータの設定は必要ありません。必要に応じて、トランジスタ VT1 ～ VTZ を選択することで出力電圧を変更できます。これらの目的には、任意の文字インデックスが付いたトランジスタ KT316、KT312、KT315 が適しています。

考えてみましょう簡単な特徴この回路に従って組み立てられたコンバータのレイアウト。電源電圧が6.5 Vから9 Vに変化すると、消費電流は0.8 mAから2.2 mAに増加し、出力電圧の増加は8 ... 10 mV以下です。

必要に応じて、パラメトリック安定器内の電圧乗算セクションとトランジスタの数を増やすことによって、コンバータの出力電圧を増やすことができます。

文献: I. A. Nechaev、大衆ラジオ図書館 (MRB)、1172 号、1992 年。

単純な電圧変換器の回路。 経済的な電圧変換器 「同軸ケーブル－インダクタ」回路用