高精度基準電圧源としてのツェナー ダイオード。 電圧基準の高精度電圧基準の説明

こんにちは、みんな！

今日のレビューは、2.5V、7.5V、5V、10Vの電圧を生成する4チャンネルモジュールであるAD584高精度電圧基準源に焦点を当てます。 このデバイスの主な目的は、マルチメーターの精度をテストすることです。 ご想像のとおり、これは電圧計の精度をチェックするために使用され、マルチメータの他の動作モードはこれとはまったく関係ありません。

偶然ですが、私の家庭で主に頻繁に使用されているマルチメーターは HYLEC MS8232 です。 原則として、それはすべてに適しており、すべての家庭のニーズに完全に適しています。 ただ、電流計モードで測定できる最大電流は200mAと非常に小さいです。 したがって、より大きな電流を測定するために、価格が半分の A830L も持っています。 しかし、どちらがより正確なのでしょうか？ この質問に答えるには、このボードが役に立ちます。 さらに、その助けを借りて、少なくとも電圧計モードでは、誰でもマルチメーターの表示データの精度をチェックできます。

つまり、eBay の販売者は完全にランダムに選ばれました。 購入時のボードの価格は 5.05 ドルでしたが、現在は価格がわずかに上昇し、5.42 ドルとなっています。 高価ではありませんが、予算の選択肢がもっと見つかると思います。 売り手とのやり取りの後、小包は追跡付きで発送されるという合意に達しました（追加で 2 ドルを支払わなければなりませんでした）。 小包がどのようにして中国からベラルーシに運ばれたのか知りたい人がいれば、すべての情報を見つけることができます。

ボードは、四方をシールしたパッケージで提供されます。


実際には、私たちの「制御デバイス」は販売者のページに表示されているものと大きな違いはなく、実際には次のようになります。


ここでは、電源を接続するための 2 つのコネクタが表示されます。1 つはバッテリー用、もう 1 つは通常の電源用です。 赤いON/OFFスイッチがあり、その目的は明らかです。 スイッチの左側には 4 つの出力電圧レギュレータがあります。 それぞれに署名が付いているので、何もすることはそれほど難しくありません。 電圧の切り替えはジャンパを再配置することで行われます:) ああ、90年代からのこんにちは。


しかし、あるモードまたは別のモードでハードドライブを接続するために、非常に似た操作を実行する必要があった時代を思い出しました:) より高度な電圧切り替えオプションを備えたモデルもありますが、私はボードを使用するつもりはないので、毎日、このオプションが私にとっては役に立ちます。 ボードの最下部には、マルチメーターを接続するためのコンタクトパッドがあります。 それらは 2 つあります。つまり、ポジティブが 2 つ、ネガティブが 2 つです。 署名されているという事実に加えて、色によってマークされています。混同することは非常に困難ですが、たとえこれが起こったとしても悪いことは起こりません。 プローブには内部接点を使用し、ワニまたは接続ワイヤには外部接点を使用すると便利です。

ボード自体に加えて、パッケージには当初、管理値が記載された小さな紙が含まれていました。 残念ながら、それは 1 つのフレームにはなりませんでした: (特に興味深いものはありません。電圧値に関するデータが更新されただけで、それ以上のものはありません。それは次のようなものでした (インターネットから取得した写真):


この設計全体の中心となるのは、AD584LH 8 ピン高精度電圧モジュールです。


要素が一方的に配置されているため、反対側には何も面白くない盤面。


ボードの寸法は 56x56 ミリメートルです。 おそらくこれは、その外観と構造について言える最後のことです。 したがって、そのパフォーマンスのチェックに進むことができますが、最初にその機能と特徴について理解しておくと役立つと思います。

1. 15V バッテリーを電源として使用すると、最も正確なデータが得られます。
2. ボードには 4 つのプログラム可能な端子があり、それぞれが出力電圧に対応します。 切り替えは、対応する端子台を短絡することで行われます。 AD584 は 8 ピンであるため、各ピンの短絡は出力電圧に影響します。回路抵抗を下げるために、2 つのピンは並列に接続されています。
3. 温度係数: 5 ppm/°C (最大、0 °C ～ 70 °C、AD584L) 15 ppm/°C (最大、-55 °C ～ +125 °C、AD584T)。
4. 消費電力: 静的電流: 1mA (最大)、低静止電流はバッテリーに最適です。
5. 動作電圧: 4.5V ～ 30V。動作電圧はプログラムされた出力電圧よりも高くなければならないことに注意してください。
6. 温度範囲: AD584J/K/L 0°C ～ +70°C、AD584S/T -55°C ～ +125°C 7. 外部電源 - 電圧は 11V 以上である必要があります。
8. 2 種類の基準電圧出力インターフェイスは、マルチメータのテストと他の機器の校正の両方に最適です。
9. 各ボードは工場で 6 桁のマルチメーターを使用してテストされます。
このようなもの。 さて、始めましょう。 テストには、ボード自体、電源としての整流器、およびテスト対象として 2 つのマルチメーター (HYLEC MS8232 および A830L) が含まれます。


バッテリーパッドの接点に電源を接続し、「スイッチ」をオンの位置に切り替えると、ボード上の赤いダイオードが点灯し、使用できることがわかります。


バッテリー収納部の接触パッドへの電源供給は 12.96V で、すべてのモードでボードをテストするには十分です。


ボード上の電圧は静かに 10 V に設定されているので、そこから始めます。 最初の HYLEC MS8232:


A830Lの接続：


マルチメーターの読み取り値の差は 0.04V ですが、それほど大きな差はありません。 ただし、取得したデータは少し後でまとめます。

ジャンパを 7.5V に切り替えます。 ハイレック MS8232:


A830L:


次に5Vです。 ハイレック MS8232:


A830L:


そして最後のテストモードは2.5Vです。 ハイレック MS8232:


A830L:


したがって、電圧が高くなるほど、マルチメータから取得されるデータはより大きく変化することがわかります。2.5V ～ 0.01V、5V ～ 0.02V、7.5V ～ 0.02V、10V ～ 0.04V です。 さらに、HYLEC MS8232 データは安定しており、付属の紙に記載されているデータと完全に一致します。 しかし、A830L では、すべてがそれほど良いわけではありません。電圧が高くなるほど、実際の測定値から遠ざかります。 10V では差がそれほど大きくない場合でも、200 ～ 220V ではその差は非常に顕著になります。

ここに書かれたことをすべて要約すると、AD584 基準電圧源は割り当てられたタスクにうまく対処したと言えます。 これで、どのマルチメーターが間違っているかがわかり、偏差のおおよその進行状況もわかりました。 適切なケーブルを入手して出力パッドに接続すれば、マルチメーターのテストに加えて、AD584 は USB (およびその他) テスターのテストにも使用できます。 重要なことは、入力電圧が出力電圧よりも高くなければならないことを忘れないでください。 したがって、このボードは、ネットワーク内の電圧レベルを表示できるデバイスの精度に自信を持ちたい家庭で役立ちます。

おそらくそれだけです。 ご清聴ありがとうございました。

MC ADC の通常の動作には、基準電圧源 (VS) が必要です。 内部イオンを使用する場合、その低温安定性と公称電圧の大きな技術的変動に関して問題が発生する可能性があります。 正確な測定（非標準基準電圧を含む）を行うには、外部 ION を MK の KREF ピンに接続することが実践されています。 これは、個別の要素 (図 4.7、a...i) または集積回路 (図 4.8、a...j) で構成できます。

米。 4.7. ディスクリート要素上の外部 ION の接続図 (最初):

a) MK(1) は、測定に内部 ION を使用します。 その出力電圧 KRRF は、MK(2) に対する外部 ION です。 利点: 測定値の同期。

b) VD1 は、出力電圧を ±0.1% 維持する精度を備えた高精度ツェナー ダイオード「シャント電圧リファレンス」(Analog Devices) です。 フィルタ R2、C1 は RF 干渉を軽減します。 増加した +5 V 電源に切り替える場合は、抵抗 R1 (2.94 kOhm) を交換する必要があります。 消費電流を減らすには、抵抗 R1 の抵抗を 34.8...41.2 kOhm に増やすことができます。

c) VD1 は、National Semiconductor のワイドレンジ ツェナー ダイオード「調整可能な電圧リファレンス」です。 抵抗 RI は、VDI を流れる電流を 0.01 ～ 20 mA の範囲内に設定します。 LM385-2.5 の代わりに LM4040-4.1 を取り付け、抵抗を 10 kΩ に増やすと、KREF は +4.096 V になります。

d) マルチターン抵抗 R3 を使用したスムーズな電圧調整による調整可能な ION

e) VD1 は 3 出力のツェナー ダイオード「プログラマブル シャントレギュレータ」(シリーズ「431」) です。 VD1 の 2 極接続により、基準電圧 +2.5 V (「1431」シリーズでは +1.25 V) が決まります。

e) 基準電圧 +4.9 V は MK の出力ラインから来ます。 この組み込みは、テスト (LOW/HIGH レベル) や PCB レイアウトの利便性に役立ちます。

米。 4.7. ディスクリート要素上の外部 ION の接続図 (終わり):

g) 「431」シリーズの 3 端子ツェナー ダイオード VD1 に基づく調整可能な ION。 基準電圧は、式 KREF[B] = 2.5-(1 + R,[kOhm]/R2[kOhm]) によって決定されます。

h) 電圧 KREF は電源電圧に近い。 機能には、要素 L1、C1 および RI、C2、SZ を使用した 2 段階のノイズ フィルタリングが含まれます。

i) 基準電圧が VREF 入力に供給されます。この電圧は、Uss MK の電源電圧よりわずかに高くなります。 これにより広いダイナミックレンジの測定が可能になりますが、KERi Vss の差が 0.2 V を超えないよう注意する必要があります。VDI LM4040DIZ-5.0 ツェナー ダイオードを取り付ける場合、基準電圧は +5.0 V に低下し、取り付け精度は 5% から 1% に向上します。

米。 4.8. マイクロ回路上の外部 ION の接続図 (最初):

a) 低電圧電圧安定化装置 DA1 を ION として使用する。

b) 基準電圧の設定精度は 2.4% (5.00 V ± 120 mV) です。 交換用スタビライザー DAI-78L05。 コンデンサ C1 と C2 は DA / 端子の近くに配置する必要があります。

ｃ）基準電圧ＤＡ１の設定精度は０．０５％（５．００Ｖ±２．５ｍＶ）、温度安定性は５ｐｐｍ／℃（１度当たり２５μＶ）である。

d) 2 段階スタビライザー (VDI、DAI)。 基準電圧 DAI (Intersil) の設定精度は 0.01% (5.00 V ± 0.5 mV)、温度安定性は 5 ppm/°C です。

米。 4.8. マイクロ回路上の外部 ION を MK (端) に接続するためのスキーム:

e) 0...+3 V 以内で連続的に調整可能な ION。DA1 スタビライザーを同様のもので置き換えますが、出力電圧が異なります (+2.5...+5 V)。レギュレーションの上限が設定されます。

e) DA1 チップ上の電流発生器のおかげで、ION の安定性が向上しました。 3 端子 VDI ツェナー ダイオードを流れる電流 (1...8 mA) は、式 /[mA] = 1.25 /[kOhm] によって決定されます。

g) Microchip 社の DA1 チップ上のソフトウェア制御の 0...+5 V ION。 機能的には、外側端子「A」、「B」と中間端子「W」を備えた個別の 6 ビット可変抵抗器です。 抵抗は 2.1 ～ 50 kΩ。 バッファリピータはオペアンプ DA2 です。

h) 2 つの電圧の迅速な変更。 DA1 チップ (アナログ デバイセズ) の高精度 ION は、SL ジャンパーの位置に応じて +2.5 または +3 V の電圧を生成し、LI、CI フィルターは電源ノイズを低減します。

i) MK の KREF ピンは電源ラインに接続されており、外部 ION として機能します。 電源電圧は抵抗 R3 によって調整されます。 +5.12 V という値は偶然に選択されたわけではありません。 これは、10 ビット ADC MK の場合、1 分割のコストがちょうど 5 mV になるように行われます。

j) DA1 リピータに基づいて負荷容量が増加した調整可能な ION。 +2.5V 出力電圧は他のオペアンプの中点として使用できます。

エレクトロニクス ニュース 14, 2008

この記事では、Burr-Brown REF50xx 製品ラインの新しい高精度電圧基準 (VRS) ファミリについて説明します。 これらの ION はバンドギャップ アーキテクチャを使用して作成されていますが、初期拡散、温度ドリフト、ノイズの特性に関しては、精度の点で優れている他のアーキテクチャと競合することができます。

電圧基準は、アナログ入出力機能を備えたデジタル機器の重要な部分です。 このデバイスのパラメータは、最終製品の性能レベルに直接影響します。 マイクロコントローラーに組み込まれた ION の機能は、動作温度範囲全体で動作する場合、せいぜい 8 ビットの分解能を提供するのに十分です。 たとえば、1/2 m.s.r. の精度を確保するには、 多くのマイクロコントローラーに組み込まれている 10 ビット ADC では、ION の出力電圧の変動範囲が 1.22 mV (電圧 2.5 V の ION の場合) を超えないことが必要です。 出力電圧を調整できない内蔵 ION の場合、温度ドリフトと初期広がりの両方の影響によって生じる出力電圧の変化がこのレベルに収まる必要があります。 したがって、10 ビット以上の変換分解能を持つアプリケーション用のイオナイザを選択する合理的なアプローチでは、外部イオナイザを使用する必要がある可能性が高くなります。 この選択にはさらに次のような利点もあります。

  • 特定のアプリケーション条件に適した出力電圧、より低いノイズレベル、アナログ出力電圧調整機能、その他の補助機能などを備えたIONを選択する機能。
  • ADC/DACだけでなく、外部アナログインターフェース回路とも連携して動作する機能。
  • より高い耐荷重。
  • デジタル IC が消費する電流の影響からの絶縁が向上する可能性。

最初の統合型イオナイザーは、伝説的な発明家でありトランジスタ回路の名手であるロバート・ウィドラー (当時ナショナル セミコンダクターの従業員) によって 1969 年に初のシングルチップ 20 ワット リニア電圧レギュレーター LM109 の開発中に開発されました。 その後 1971 年に、Widlar は別の伝説的な開発者である Robert Dobkin と協力して、最初のモノリシック ION である LM113 を開発しました。 この ION は「バンドギャップ」（またはベース・エミッタ間電圧の差に基づく ION）と呼ばれます。 これは 2 端子デバイスで、ツェナー ダイオードと同様の回路に組み込まれていました。 現在でも、多くの開発者は、このタイプの ION プログラマブル ツェナー ダイオードを好んで呼び、図上ではツェナー ダイオードとして指定していますが、より正確には、「並列 (またはシャント) タイプ ION」と呼ぶ方が正確です。積み荷。 Texas Instruments TL431 など、このタイプの一部の ION は長年にわたって販売されており、引き続き人気があります。 精度の点でより高度な直列バンドギャップ ION タイプが 1970 年代後半に Paul Brokaw によって提案され、Analog Devices によって AD580 という名前で製造されました。 3ピン接続（電圧安定器と同様）を特徴とし、抵抗分圧器（当時開発中のレーザーパラメータ調整技術を使用）を使用して必要な出力電圧を設定し、出力電流を流すことができました。両方向に。 このタイプの ION は、最適な価格と品質の比率、および幅広い設計で比較的入手しやすいため、時間の経過とともに最も普及し、現在多くのメーカーによって製造されています。

バンドギャップ ION の開発と製造におけるリーダーの 1 つがテキサス インスツルメンツ (TI) です。 最近の開発の 1 つである REF50xx シリーズは、バンドギャップ ION にとって真のブレークスルーとなりました。 現在、性能特性と精度の組み合わせの点で、これらは現在主要な Analog Devices の XFET アーキテクチャや Intersil の FGA と同じレベルに位置することができます (後者のアーキテクチャは、1 年後の 2003 年に Xicor によって開発されました)これは Intersil の一部となりました。その動作原理は EEPROM と同じですが、データをバイナリ形式ではなくアナログ形式で保存するためのものです)。 表 1 は、これを検証するのに役立ちます。この表は、REF50xx ファミリの代表製品と、潜在ブレークダウン技術を備えた FGA、XFET、およびツェナー ダイオードを使用して製造された、出力電圧 2.5 V の最良の ION の特性を示しています。

表 1. REF50xx ファミリのイオナイザの主な特性と最良の競合ソリューション

REF50xxファミリー 最高のものとの比較
競争する
ソリューション (V OUT = 2.5 V)
REF5020 REF5025 REF5030 REF5040 REF5045 REF5050 ISL21009 ADR291 MAX6325
建築 バンドギャップ、シーケンシャル型 F.G.A. XFET 安定性-
内訳が隠された王位
出力電圧 V OUT、V 2,048 2,5 3 4,096 4,5 5 2,5 2,5 2,5
初期スプレッド (25°С)、% 0,05 0,05 0,05 0,05 0,05 0,05 0,05 0,08 0,04
最大。 TK、ppm/℃ 3 3 3 3 3 3 3 3 1
最大。 負荷電流 I OUT、mA 10 10 10 10 10 10 7 5 15
内部消費電流 I Q、それ以上、μA 1000 1000 1000 1000 1000 1000 180 12 3000
入力電圧 VIN、V 2,7...18 2,7...18 3,2...18 4,296...18 4,7...18 5,2...18 3,5...16,5 2,8...15 8...36
ノイズ電圧振幅 eN (0.1...10 Hz)、μV 6 7,5 9 12 13,5 15 4,5 8 1,5
フレーム 8-SOIC 8-SOIC、8-TSSOP 8-DIP/SOIC
動作温度範囲、°C -40 ...125 -40...85

REF50xx ファミリの紹介

表 1 からわかるように、REF50xx ファミリは、出力電圧レベルが異なる 6 つの ION で構成されています。 さらに、これらの ION のそれぞれには、高精度 (表 1 に特性を示します) と標準の 2 つのバージョンがあります。 標準版の精度特性は高精度版に比べて約2倍悪くなります。

ION のすべてのタイプとバージョンは、SO と MSOP の 2 種類の 8 ピン パッケージで提供されます。 ピンの位置を図 1a に示します。

米。 1. ION REF50xx のピン配置と簡略化されたブロック図

ここで、図 1b に REF50xx ION の簡略化されたブロック図を示します。

REF50xx は 1.2V バンドギャップ素子をベースにしており、この電圧は高精度オペアンプ (OPA) 非反転増幅段を使用してバッファリングされ、必要な出力レベルに調整されます。 TRIM ピンを介してこのアンプ段のゲインに影響を与えることができます。 このピンにポテンショメータを接続すると、出力電圧を±15 mV 以内で調整できます。 REF50xx のもう 1 つの追加機能は、TEMP ピンを介してクリスタル温度を制御できることです。 このピンの電圧は温度に依存します (この依存性の式を図 1b に示します)。 温度制御機能は、温度の絶対値よりも温度変化の監視に適していることに注意することが重要です。 測定誤差は非常に大きく、約 ±15°С になります。 ただし、この機能はアナログステージの温度補償回路にも十分に適用できます。 TEMP 出力は高抵抗であるため、比較的低抵抗の負荷を扱う場合は、温度ドリフトの低いオペアンプを使用してバッファする必要があります。 メーカーは、これらの目的にはオペアンプ OPA333、OPA335、または OPA376 を使用することを推奨しています。

パフォーマンスの概要

初期スプレッド

初期スプレッドの値は、電源投入直後および室温 (25°C) で、ION の出力電圧が公称値からどの程度逸脱できるかを示します。 すでに述べたように、REF50xx ION には、初期拡散率 0.05% (50 ppm) と 0.1% (100 ppm) の 2 つのバージョンがあります。 したがって、偶数の標準バージョンの初期普及は、少なくとも 12 ビットの分解能と 1 m.s.r. の変換誤差を備えたシステムの要件を満たします。 (2.5 V の変換範囲の場合、これらの条件は 610 μV の分解能に相当し、2.5 V ±0.01% ION の場合、出力電圧の偏差は 250 mV 以内です)。 出力電圧を調整する機能を使用すると、他の制限 (温度ドリフト、ノイズ) を考慮せずに、分解能を 16 ビットまで拡張できます。

温度ドリフト（温度係数、TK）

この特性は、温度変化に応じて出力電圧がどの程度変化するかを示します。 ION REF50xx は、高精度バージョンで 3 ppm/℃、標準バージョンで 8 ppm/℃ という非常に低い TC が特徴です。 2.5 V のイオン電圧で 8 ppm/°C の TK 値は、幅 100°C の温度範囲 (たとえば、-25 ～ 75°C) で動作するときに、イオンは 2.0 mV 変化します。 このことから、検討中の ION の TC は、広い温度範囲で 1/2 m.s.r. の変換誤差で 10 ビットの分解能を提供するのに十分十分であり、より高い分解能はより狭い温度範囲でのみ達成できるということになります。 16 ビット システムの場合、変換誤差は 1/2 m.s.r.です。 許容される相対電圧変化は 7.6 ppm (0.00076%) のみです。 したがって、ION REF50xx は完全に静的な温度条件 (偏差が 1 ～ 2°C 以下) でのみこのような精度を達成できます。 14 ビット システムでは、他のすべての条件が等しい場合、REF50xx はすでに、12 ビット システムでは最大 10 °C、10 ビット システムでは 40 °C の温度変動で必要な精度を提供できます。 -160℃。

どの ION の出力電圧にもノイズ成分が含まれています。 ノイズ、特に低周波ノイズにより、高分解能および/または高速での電圧測定が困難になる場合があります。 周波数範囲 0.1 ～ 10 Hz における一般的なノイズ電圧のピークツーピーク値を表 1 に示します (標準バージョンにも適用されます)。 これらの値は、最大 14 ビットの分解能と 1/2 m.s.r の変換誤差を備えたシステムの要件を十分に満たしています。

入力や負荷が不安定になる

これらの特性により、入力電圧と負荷電流が変動したときに出力電圧がどの程度変化するかを見積もることができます。 すべての REF50xx ION の入力不安定性は 1 ppm/V 以下で、負荷不安定性は 50 ppm/mA (動作温度範囲全体にわたって) です。 負荷の不安定性は、ION の出力抵抗、つまり 50 ppm/mA は、2.5 V の電圧における ION の出力抵抗が 2.5 × 50 = 125 mOhm であることを意味します。

最大出力電流

REF50xx イオナイザーでは、最大 10 mA のシンク電流とシンク電流の両方を出力に流すことができますが、イオナイザーをその能力の限界まで使用しないことをお勧めします。 限界に近い電流で作業する場合、ION 結晶の自己発熱やマイクロ回路に沿った温度勾配の出現を排除することはできず、これらはシステムの精度と安定性に悪影響を及ぼします。 REF50xx ION には、電力線との短絡に対する出力保護が装備されており (短絡電流は 25 mA に制限されています)、デバイスの信頼性が向上していることにも注意することが重要です。

電源電圧範囲

ION REF50xx は、最低電圧デバイスの 2.7 V から 18 V までのかなり広い範囲の電源電圧で動作するように設計されています。ただし、これらの特性は、不安定な電圧で動作する能力として解釈されるべきではありません。 高精度の特性を実現するには、線形電圧安定器の出力から ION に電力を供給する方が良いでしょう。これにより、ノイズのフィルタリング、電源入力での過渡プロセスの抑制などに関連する多くの問題が解決されます。供給電圧範囲は、別の特性、つまり最小許容降下電圧によって決まります。 その値は負荷電流と温度に依存し、最悪の条件（10 mA、125 °C）では 700 mV をわずかに超えます。 上記の推奨事項に基づいて、最大値の半分の電流 (つまり 5 mA) での動作が保証される場合、最小電圧降下は温度範囲で 0.3 ～ 0.4 V の範囲になります。それぞれ25..125°С。

消費電流

表 1 からわかるように、REF50xx ION は、競合する FGA および XFET テクノロジーと比較すると、消費電流がかなり高いという特徴があります。このような高い消費電流は、別の高精度アーキテクチャ、つまり隠れたブレークダウンを備えたツェナー ダイオード イオンの特徴です。 したがって、REF50xx の使用は、イオナイザの連続動作が必要なバッテリ駆動のアプリケーションに限定されます。 ただし、リファレンスが断続的に動作するアプリケーションでは、電源投入後のセトリング時間という別の制限があります。 REF50xx は非常に長く、1 µF の負荷コンデンサで動作する場合、標準的なセトリング時間は 200 µs です。 このため、消費電力特性よりも製造コストの低減が重要となる定置型精密機器の一部としての使用に適しています。

代表的なアプリケーションと回路図

すでに述べたように、REF50xx ファミリ ION は消費電力がかなり高く、コストも比較的低いため、次のような最大 16 ビットの変換分解能を備えた高精度固定機器の一部として動作するのに最適です。

  • データ収集システム。
  • 自動試験装置。
  • 産業用オートメーション機器。
  • 医療機器;
  • 精密機器。

温度制御および出力電圧調整機能を使用しない基本的なスイッチング回路を図 2a に示します。 この構成では、ION は 2 つのコンポーネントのみで外部的に補完されます。1 ～ 10 μF の容量を持つ入力のブロッキング コンデンサと、1 ～ 50 μF の容量を持つ出力の負荷コンデンサです。 負荷コンデンサは「低 ESR」タイプでなければなりません。 等価直列抵抗が低い。 出力電圧を調整する必要がある場合は、この回路に図 2b の回路を追加する必要があります。 安価なサーメット タイプの抵抗器をトリマーとして使用すると、ION の TC の低下につながる可能性があることを理解することが重要です。 この抵抗器の TCR は 100 ppm を超えています。 抵抗許容差が 5% で TCR が 50 ppm 未満の精密ワイヤまたは金属箔タイプのトリマ抵抗器を使用することがより好ましい。


米。 2. REF50x 接続回路: 基本 (a)、出力電圧調整付き (b)、および 16 ビット データ収集システムの一部として: ユニポーラ (c) およびバイポーラ (d) 入力付き

図 2c では、入力範囲が 0 ～ 4 V のシングル チャネル 16 ビット データ収集システムの入力段を構築する例を示します。 ここで、入力信号は、非反転アンプリピーター回路に接続された高精度オペアンプ OPA365 によってバッファリングされます。 次に、信号は RC 回路によってフィルタリングされ、16 ビット ADS8326 ADC の入力に送られます。 測定範囲は、REF5040 ION の電圧 4.0 V で設定されます。オペアンプの入出力でのフルスイング電圧のサポート (レールツーレール タイプ) と、ION の最小電圧降下が小さいためです。 、回路は 5 V 電源で動作できます。

±10 V の範囲のバイポーラ信号を変換する別の例を図 2d に示します。 この回路は、入力段で INA159 計装アンプを使用していることが特徴で、±10 V のバイポーラ範囲を 0 ～ 4 V のユニポーラ範囲に変換します。 ユニポーラ入力と変換を備えた 16 ビット ADC最大 1 MHz の周波数 ADS8330 が ADC として使用されます。
結論

REF50xx ファミリ ION はバンドギャップ アーキテクチャに従って製造されているにもかかわらず、潜在ブレークダウンを備えたツェナー ダイオード、XFET、FGA などの主要なアーキテクチャと同等の精度を備えています。

このファミリには、2.048 ～ 5 V の範囲のさまざまな出力電圧に対応する 6 つのリファレンスが含まれています。さらに、これらの各リファレンスには、標準と高精度の 2 つのバージョンがあります。 すべての ION は、出力電圧を調整し、温度を制御する機能をサポートしています。

ION の重大な欠点は、消費電力が高い (1 mA) ことと、電力を印加した後のセトリング時間が長い (200 μs) ことであり、エネルギー クリティカルなシステムでの使用の可能性が制限されます。 メーカーは、最大 16 ビットの解像度を持つシステムで ION を使用できる可能性を示しています。

文学

1. REF5020、REF5025、REF5030、REF5040、REF5045、REF5050 - 低ノイズ、超低ドリフト、高精度電圧リファレンス//データシート、Texas Instruments、点灯。 番号。 SBOS410、2007.-1​​8p。

前回の記事で説明しましたが、このブックマークでは回路の最も基本的なものである基準電圧について説明します。 基準電圧源が必要な理由と、回路の低電力部分に安定した電流を供給し、ロックを解除したり比較したりするおおよその電圧を供給するためです。

最も簡単な安定化オプションは、ツェナー ダイオードを使用することです。 抵抗 R1 は電流を制限します。 条件 (Uin-Uout)/Rs>Uout/R2。 このスタビライザーはトランジスタを使用して増幅することもできます。

ツェナー ダイオードの ION (基準電圧源) はシンプルですが、安定性を高めるには、調整可能なツェナー ダイオード TL431 を使用することをお勧めします。 ちなみに、これは ION 出力のほぼすべての電圧を 2.5V から 37V まで設定できます。 主なことは、入力電圧が40Vを超えず、消費電力が0.75Wを超えないことです。

ツェナー ダイオードは制御レッグを通じて制御され、基準値は 2.5V になります。 この基準は抵抗 R2 と R3 によって計算されます。 TL431 では、図に従って接続すれば 2.5V ツェナー ダイオードを作成することもできます。

TL431の電流は最大100mAですが、図のようにトランジスタを使用して増幅することができます。

パラメータとアプリケーションの機能

この記事の目的は、高精度の電圧リファレンスを組み込んだデバイスの設計者が、可能な限り短期間で可能な限り最高の製品品質を達成できるようにすることです。 この記事の主な内容は、そのような幅広い情報源から当面のタスクに最も適切なものを選択する方法、そしてすでに初期段階で、多くの場合初めて現れる影響要因を可能な限り考慮に入れる方法についてです。最終テストの段階。 基準電圧源の大手メーカー 4 社の特定のデバイスについて本文に記載されている数値データを使用して、達成レベルをナビゲートすることができます。

高精度基準電圧源の応用分野。

高精度電圧基準 (VRS) は多くのアプリケーションで必要とされており、そのアプリケーションは常に拡大しています。 計測器や通信システム、さらにはリチウム充電器までありますが、
ほとんどの場合、これらの必要性は、出力で入力電圧と基準電圧の比をデジタル形式で表すアナログ - デジタル コンバーター (ADC) やデジタル - アナログ コンバーター (DAC) を構築するときに発生します。その出力では、デジタル入口のコードによって決定されるスケールで基準電源の電圧を受け取ります。 これらのデバイスには、基準ソースが組み込まれているものもありますが、外部ソースが必要なものもあり、多くの場合、デバイスは外部ソースと内部ソースの両方で動作します。 現在、12 ビット精度の DAC および ADC は非常に一般的になっています。 20 カテゴリーの境界線は 10 年以上前に越えられました。 1980 年代に遡ると、ミンスク エタロン工場では、V.M. が開発した AKSAMIT 測定システムを量産していました。 時間の経過とともにマリシェバ
22 ビット ADC ソリューション。 現在、多くの企業が 24 ビット統合 ADC を製造しており、その実際の分解能は 22 ビットに達します。 統合型 DAC では、現在達成されているレベルは 18 ビットです。 電圧測定または再生の精度においてどの程度の分解能が実現されるかは、基準電圧の供給源に大きく依存します。 ION のコストは通常​​、システム全体に占める割合は小さいですが、結果として得られるパフォーマンスに大きな影響を与える可能性があるため、コストをケチることはあまり意味がありません。 さらに、システムには独自の ION を持つ複数のデバイスが含まれることが多く、システム全体のエラーを減らすために、すべてのデバイスに 1 つの ION を使用することをお勧めします。 次に、ION の多くの重要な機能とその応用について、主にこのタイプの個々のデバイスに関連して検討しますが、多くの規定が組み込み ION にも同様に適用されます。
測定技術の精度を向上させる傾向は常に存在しており、非常に高い精度について話しているので、世界の計測で達成されたものによって達成されたレベルを評価することをお勧めします。

電圧再現精度を実現

1972 年以来、世界中で、1962 年に発見された量子ジョセフソン効果に基づいて国家電圧標準が構築されてきました。 基本的なジョセフソン定数を考慮しないと、減少した相対
誤差は 5x10 -9 で、定数は 4x10 -7 の精度で既知です。 しかし、これは複雑な定置設備であり、その主要素は 4.2 K の温度で動作し、計量の実践における電圧比較の標準として、19 世紀以来知られている、またはその発明者の名前で知られているガルバニック標準要素が使用されます。 -ウェストンとEMF。 標準偏差が 5x10 -8 未満の 1.018 V、グループ不安定性は年間 6x10 -7 です。 残念ながら、これらのデバイスは外部条件、揺れ、温度に非常に敏感です。 20°C での温度係数は -40.6 µV/°C です。 温度が変化すると、そのような精度を達成するにはかなりの時間がかかり、場合によっては 1 か月かかることもあります。 半導体基準電圧源と比較するには、これらの量を、そのようなデバイスの基準データで通常使用される相対単位である ppm (プロミル) で表すとより便利です。 1 ppm - 100万分の1
測定量の割合。 したがって、正常な素子の電圧の標準偏差は 0.05 ppm、年間不安定度は 0.6 ppm、温度係数は約 -40 ppm です。

半導体デバイスに基づくイオン

ツェナー転移

半導体エレクトロニクスでは、安定した電圧を得るために、ツェナー降伏を伴う pn 接合の電流電圧特性の逆分岐が最もよく使用されます。 ツェナー降伏は約 5 ～ 10 V の電圧で発生します。良好な計測特性を得るには、接合部に少なくとも数十分の 1 mA の電流が必要です。このようにして得られた電圧は、ツェナー降伏に応じて正の温度係数を持ちます。特定の接合部の電圧とそこを流れる電流。 それを補償するために、高精度ツェナー ダイオードでは、負の温度係数を持つ順バイアス ダイオードがツェナー ダイオードと直列に組み込まれます。 国産の高精度ツェナーダイオード D818 にはこのような遷移が 3 つあり、流す電流を選択することで熱安定性を大幅に向上させることができます。 多くの場合、
技術的な説明では、「埋め込みツェナー」という用語が登場します。 これは、安定性を高めるために、半導体結晶の表面下に接合を形成し、保護拡散層によって接合を分離する技術を反映しています。これにより、半導体結晶で最も顕著な機械的ストレス、汚染、格子乱れの影響が軽減されます。表面。 ツェナー ダイオードを使用した最良の結果は、校正器分野の世界的リーダーである Fluke Corp. によって達成されました。 キャリブレータ モデル 734A は、同社が特別に開発したチップ (別売りはありません) と熱安定化を使用しており、通常の素子と同じ電圧で 0.8 ppm/月および 2 ppm/年の安定性があり、温度依存性があります。 0.1 ppm/℃、それら。 通常のエレメントと同等です。
大手半導体メーカーから市販されている最高の統合電圧リファレンスは、同等の特性を備えています。 たとえば、ADR292 の時間不安定性は 0.2 ppm/1000 です。
時間、つまり ほぼ 1 か月半で、温度係数は 5 ～ 25 ppm/°C、REF102 は調整可能で最大 2.5 ppm/°C、MAX671 の温度依存性は温度なしで 1 ppm/°C 未満です。コントロール。 多くの高精度電圧基準集積回路にはチップ温度センサーが組み込まれており、高精度温度安定器を構築するか、プログラムで測定結果を補正するかの 2 つの方法のいずれかで、測定結果の温度安定性を大幅に向上させることができます。 一部の ION にはヒーターが内蔵されています (LT1019)。
すべての半導体イオンには温度ヒステリシスがあることに注意してください。 加熱または冷却後に元の温度に戻ると、基準電圧の値は誤差を持って元の値に戻ります。 最小値は約20ppm(MAX6225)です。 残念ながら、ほとんどの場合、メーカーはこの値を示していません。 このエラーを回避するために、Fluke 734A ION 校正器は常に一定の温度に保たれており、輸送中の温度制御のために、36 時間連続動作できるバッテリーが付属しています。 ツェナー降伏が提供する基準電圧よりも高い基準電圧が必要な場合は、ツェナー ダイオードを直列に接続し、グループ内のツェナー ダイオードを特別に選択することで、合計の温度係数を低減できます。 この方法で世界最高の結果は、テストで提供された DWINA-1000 設備でロシアの企業 Megavolt-Metrology によって達成されました。
カナダの新しいIREQセンターへ。 最大電圧 1,000,000 V、基本誤差 20 ppm、および 15°C ～ 35°C の範囲の温度 2.5 ppm (これは勾配ではなく、この範囲内の最大変化であることに注意してください)
温度）。 ただし、多くの場合、ツェナー降伏電圧よりも低い電圧が必要となります。 明白かつ一般的な方法は、10 V、5 V、2.5 V 出力を同時に備えた AD584 で行われているように、ツェナー ダイオードから得られた電圧を正確に分圧することです。
ツェナー降伏レベルよりも低い基準電圧を得るもう 1 つの標準的な方法は、1970 年代から知られている「バンドギャップ」回路を使用することです。 この用語には、一般的に受け入れられているロシア語に相当する用語はなく、「p-n 接合の障壁電位」と訳すことができます。 このようなデバイスの簡略化した概略図を図 1 に示します。

図1。 バンドギャップ回路で安定した基準電圧を得る。

ここで、トランジスタのペアは抵抗 R1 を作成します。 電圧降下は絶対温度に比例し、VBE トランジスタのベース-エミッタ間電圧の負の温度係数を補償します。 VZ 回路の出力電圧は、ボルツマン定数 k、電子の電荷 q、絶対温度 T、およびトランジスタのエミッタの電流密度の比によって決まります。
V Z =V BE + 2ΔV BE R1/R2 ここで、ΔV BE = kT/q x lnJ1/J2
エミッタ電流が等しく、最初のトランジスタのエミッタ面積が 2 番目のトランジスタの 8 倍である場合、ゼロ温度係数 V Z は 1.205 V の値で達成されます。これは、次の温度に外挿された p-n 接合の障壁電圧に相当します。絶対ゼロ、これがデバイスの名前に関連付けられています。 アンプの出力とトランジスタのベースの間に分圧器を設けると、大きな V Z 値を得ることができます。 R1 の温度依存電圧は、AD780 などのダイ温度の測定に使用されます。 VBE 値は絶対温度に反比例し、補償値は絶対温度に正比例するため、補償の精度は温度に依存し、デバイス全体としては動作温度範囲に依存します。 後者に応じて、温度誤差はメーカーによって非常に小さいと指定される場合があります (例: 3 ppm/°C (REF01))。 このタイプのデバイスはエネルギー消費が大幅に低いため、モバイル製品での使用には特に重要です。 たとえば、LT1634 ファミリの電圧
1.25 V、2.5 V、4.096 V、および 5 V の消費電力はわずか 10 µA、初期精度は 0.2%、熱安定性は 25 ppm/°C、入力電圧と出力電圧の最小差は 0.9 V です。このデバイスは 2 種類で入手可能です。回路設計のオプション。 ツェナー ダイオードと同様の外部電流電圧特性を備えた 2 端子または並列 (シャント)。 抵抗などの外部電流制限デバイスが必要です。 3端子

(原則としてですが、実際にはさらに多くのピンがある場合があります) またはシリアル (直列)
最初のオプションとは異なり、外部コンポーネントなしで ION に出入りする電流を提供し、内部基準電圧回路を流れる電流は負荷から独立しています。 ツェナーブレークダウンに基づく ION は 2 番目のオプションに従ってのみ生成されることに注意してください。 前者に相当するのは高精度ツェナー ダイオードです。

XFET™ テクノロジー

アナログ・デバイセズは、安定した基準電圧を取得するための新しい方法の特許を取得しました。 正確に定義されたシリコンの誘電率が負の温度の場合、約 0.5 V の電圧差
p-n接合によるゲート絶縁を備えた2つの電界効果トランジスタのドレインでは、約120 ppm/℃の熱係数が得られます（図2）。

図2. XFET回路で安定した基準電圧を取得します。

異なるカットオフ電圧を持ち、同じドレイン電流で動作します。 FET1とFET2の構造上の違いはゲート構成のみです。 温度比例電流源 IPTAT を使用することで、正確な温度補償が実現されます。 回路の出力電圧は次の式で与えられます。
V OUT = ΔV P (R1 + R2 + R3)/R1 + IPTAT R3 バンドギャップ デバイスに対する XFET の主な利点は、1000 時間あたり 0.2 ppm という前例のない時間安定性、安定性と効率が同程度でノイズが約 4 倍少ないことです。現在の主要キャリアの取り組みのおかげで達成されました。 本発明は、それぞれ２．０４８Ｖ、２．５Ｖ、４．０９６Ｖおよび５Ｖの電圧を備え、１２μＡの消費電流および０．０００の入力電圧と出力電圧の差で動作するシリアル型デバイスＡＤＲ２９０、ＡＤＲ２９１、ＡＤＲ２９２、ＡＤＲ２９３で実現される。もっと
初期出力電圧誤差 2 mV、温度係数 8 ppm/°C、0.1 Hz ～ 10 Hz のノイズ 6 μV ピークツーピーク、1 kHz でのノイズ スペクトル密度は 420 nV/Hz -1/ 2 です。

内部イオンによる最大精度の DAC および ADC の取得

DAC および ADC で外部高精度基準電圧源を使用する主な理由は、可能な限り最高の精度を達成したいという要望です。 内蔵基準電圧源を備えたデバイスを使用する場合、メーカーは多くの場合、コンバータの伝達係数を工場で調整して、内部基準源の電圧の公称値からの偏差を補償していることを考慮する必要があります。これは 0.5 ～ 1% 以下の範囲内にあります。 単に内部ソースを外部精度のソースに置き換えるだけでは、絶対値でプラスの効果が得られないだけでなく、マイナスの結果につながる可能性があります。 もちろん、この場合、時間と温度の安定性は向上しますが、変換全体の絶対精度を向上させるには、工場調整によって生じる乗算誤差の補正が必要です。 これは通常、基準ソースを調整することによって実現されます。 多くの精密機器では±3%以内の調整が可能です。

図3. REF102の出力電圧補正回路。

図 3 は、±25 mV 以内の REF102 調整回路を示しています。1 MΩ 抵抗を短絡すると、調整限界は ±300 mV まで拡大します。

供給電圧、負荷、供給導体の影響

電源電圧が変化すると、ION の出力電圧もわずかに変化するため、これを考慮する必要があります。 この変更は絶対値で指定される場合もあれば、相対値で指定される場合もあります。 このパラメータは、必要な精度を得るためにリファレンスの入力電圧をどの程度安定させる必要があるかを示します。
負荷電流に応じた ION の出力電圧の変化は参考書にも記載されており、絶対単位と相対単位の両方で指定することもできます。 高品質シリアルイオナイザーのこれらの値の順序は、20 ppm/mA (REF102) から 30 ppm/mA (ADR290) です。 高精度コンバータで外部基準電圧源を使用するには、基準電圧を供給する導体での電圧降下を考慮する必要があります。 ADC および DAC のリファレンス入力消費量は、多くの場合数ミリアンペア程度ですが、フラッシュ ADC の場合はさらに多くなります。 たとえば、Raytheon の TDC1035 フラッシュ ADC は、35 mA で 2 V の基準電圧を必要とします。 導体抵抗が 0.1 オームの場合、電圧降下は 3.5 mV となり、ADC の保証絶対誤差である 3.9 mV に近づきます。 導体の幅を広げて導体の抵抗を減らすなどの受動的な対策に加えて、一部の高精度電圧リファレンス(MAX671、AD688など)には、負荷との4線接続システムに切り替えることでこの現象に対処するための対策が組み込まれています(ケルビン回路）。 この場合、グランドの測定入力と基準電源のフィードバックは別個の導体によって負荷に接続されます。 これらのデバイスの 1 つである MAX670 の簡略図を図 4 に示します。

図4． リード線の影響を軽減する4線式(ケルビン)設計

ここで、SENSE1 ピンと GND SENSE1 ピンは出力電圧の補正に使用され、SENSE2 ピンと GND SENSE2 ピンは負荷電流の影響を補償するために使用されます。 通常、高精度 ION の出力電流は 5 ～ 30 mA ですが、場合によっては、たとえば前述の TDC1035 の場合、これでは十分ではなく、追加の外部バッファを使用する必要があります。 回路の場合
ケルビン、精度の損失を最小限に抑えて ION の負荷容量を増やすには、図 5 に示すように、追加のバッファを ION との共通フィードバック ループでカバーする必要があります。

図5。 4線ケルビン回路のバッファによる負荷容量の増加。

追加のトランジスタを使用して出力電流を増やすための別の便利なオプションを図 6 に示します。

図6. トランジスタによる負荷容量の増加

負荷電流が抵抗 R1 の両端に約 0.6V の電圧降下を引き起こす値に達すると、トランジスタが開き始め、ION は基本的に通常のターンオン モードで動作します。 さらに、ION の出力電流の増加はトランジスタのベース電流によって増加し、デバイス全体の出力電流はトランジスタの電流ゲインを乗じた量だけ増加します。この量は数十から数倍の範囲になります。千。 このような回路は、ケルビン回路に近いトポロジーで実装するのは難しくありません。

場合によっては、ION を電圧リミッターとしてツェナー ダイオードと同様に使用する必要があります。 流入電流あり。 ほとんどのデバイスはバンドギャップ デバイスですが、ツェナー ダイオードと同様の電流-電圧特性を持つ 2 端子デバイスでは問題は発生しません。
通常、直列リファレンスは正の電圧源として動作します（電流が流れ出す）。 原則として、このようなすべてのデバイスには、出力電流と入力電流の両方で動作できるようにする内部バッファが装備されていますが、後者の場合、最大許容値ははるかに小さくなる可能性があります。 たとえば、AD584 の場合は 10 mA と 5 mA、REF02 の場合は 10 mA と 0.3 mA です。 メーカーのデータから、選択したモードがシンク電流モードのデバイスに受け入れられるかどうかを確認する必要があります。 後者が不十分な場合は、出力に追加の入力電流源を接続するか、出力と共通端子 (グランド) または負の電圧源の間に少なくとも抵抗を接続することで、デバイスの電流特性をシフトできます。

負の基準電圧の取得

MX2701 などの例外はありますが、ほとんどの場合、高精度の電圧リファレンスは正の電圧に対して作成されます。 正の電源から負の電圧を得るには、インバータの使用はインバータ誤差を増大させるため望ましくありません。 ツェナー ダイオードと同様の 2 端子電源をオンにすることが可能です。 少なくとも負の電圧源に接続された抵抗を介して、その負端子に負の電流を流す必要があります。 正電圧用の 3 端子回路を使用する必要がある場合は、その出力を接地し、負荷およびデバイス自体のニーズに電力を供給するのに十分な負の電流をデバイスの共通端子 (通常は GND とマークされている) に供給する必要があります。 ) 電流源または少なくとも抵抗を使用します。 入力端子とGND間の電圧がデバイスの許容値を超えないようにしてください。 一部の ION は、負の電圧を取得するための他のオプションも提供します。

図7。 AD688 を使用してバイポーラ電圧リファレンスを取得します。

図 7 は、AD688 の構成に含まれる追加のバッファを使用してバイポーラ電圧を取得するための AD688 の接続回路を示しています。 可能な限り最高の精度が要求される場合、たとえ同じ基板上に配置されたものであっても、追加の要素を使用することは望ましくないことを覚えておく必要があります。

ノイズ低減と安定性

ノイズ、特に高周波ノイズを低減するために、一部の基準ソースにはフィルタ コンデンサを接続するための特別な端子が付いています。 図8では、

図8. フィルタコンデンサを接続することでノイズを低減します。

REF102 の簡略図を示します。 主なノイズ源はツェナー ダイオードであるため、ノイズ低減ピンとコモンの間に外付け 1 µF コンデンサを接続すると、ノイズが 800 µV から 200 µV に低減されます。
200 μV ピークツーピーク (0.1 Hz ～ 10 kHz の範囲で 5 μV ピークツーピーク)。 負荷と並列にコンデンサを接続すると一定の効果が得られます。 これによりバッファが生成される可能性があることに注意し、許容される最大容量性負荷をメーカーのデータで確認してください。 たとえば、同じ会社の他の製品では 1 µF が許可されており、推奨されていますが、REF102 では 1 nF のみが許可されています。

動作モードを確立する時間

電源が投入されてから基準電圧源の出力電圧が確立されるまでの通常の時間は約 1 ～ 10 ミリ秒ですが、高精度デバイスでは数秒に達する場合もあります。
参照データで与えられた精度を保証する熱レジームを確立します。 動作モードの確立にかかる時間を短縮したい場合は、クイックスタート用に設計されたデバイスのタイプを選択する必要があります。
容量性負荷とフィルタータンクの両方を最小限に抑えます。 たとえば、REF01 と REF02 は非常に優れた始動特性を備えており、±0.1% までのセトリング時間は 5 μs 以内です。 REF102 のサーマルモードが確立されるまでの時間はわずか 15 μs (!) です。

高精度電流源の構築

高精度の電流源の必要性は、高精度の電圧源に比べてはるかに一般的ではありません。 これを考慮して、多くのメーカーの製品では、電流源が存在しないか (Analog Devices、Maxim)、またはごく控えめに提供されています (Burr-Brown)。平凡な特性を持つ 1 つのタイプです。
(REF200)。 高精度電流源は通常、ION に基づいて構築されます。 接地負荷 R L に正の電流を供給するための標準的なソリューションを図 9 に示します。

図9。 高精度電流源を構築するための標準回路。

オペアンプ A は、電界効果トランジスタ FET と抵抗 R1 を介した電流負帰還によってカバーされ、負荷 R L に供給される安定化電流 I REF の大きさを決定します。 電界効果トランジスタの使用は、電流設定素子 (ここでは FET) の制御回路への分岐電流を最小限に抑えるために必要です。 もう 1 つの良い機会は、バンドギャップと XFET 原理に基づいて構築された低電流イオンによって表されます。 このような図を図 10 に示します。

図10。 高精度イオン電流源

ここで負荷に供給される安定化電流 I OUT の大きさは、ION の出力に接続された抵抗 R に流れる電流と ION の自己消費電流の合計に等しくなります。 電流値は 10 ～ 20 μA であり、IN 端子と G ION 端子間に印加される電圧からの変化は 30 ppm/V 程度であるため、この原理に基づいて電流値がすでに得られている高精度の電流源を構築できます。約1...2mA。

ケースと取り付け

結果の精度と安定性を最大限に高めるには、結晶内の機械的応力と温度分布の均一性も考慮する必要があります。
水晶振動子をパッケージに取り付ける際、水晶振動子とケースの膨張温度係数の違いや、プリント基板の変形が水晶振動子に伝わる結果として、機械的応力が発生します。 これらの影響を軽減するために、特別な特性を持つシリコンまたはポリマー層をデバイス設計に導入するなど、特別な技術手法が使用されます。 残留応力を除去するために、サプライヤーから ION マイクロ回路を受け取った後、100°C の温度で 1 週間保管することもお勧めします。 プリント基板の変形によって生じる機械的応力も重要な役割を果たす可能性があります。 そこで、プリント基板の変形により出力電圧が56ppm変化した場合について説明します。 したがって、設計時には、ION が実装されている領域とプリント基板の残りの部分との間の柔軟な機械的接続を確保することが重要であり、少なくとも IC ピンを完全な深さまで埋め込まないでください。
特別な柔軟なファスナーを使用することをお勧めします。 最良の結果は、クリスタルを取り付けるときに機械的ストレスを生じさせない金属ケースで得られます。 ワイヤリードへの薄い内部導体とリード自体により、プリント基板への機械的結合が事実上排除され、金属シェルにより熱慣性が向上し、チップ全体の温度分布の均一性が向上します。 SO および SOT-23 表面実装パッケージでも良好な結果が得られました。

文学：

  1. Schweber B. 電圧リファレンスへの投資は、システムに大きな利益をもたらします。 『Electronic Design News』、1998 年 4 月、23 ページ。
  2. 起電力と電圧の測定手段に関する一次規格と国家検証スキームを明記する。
  3. Fluke Corporation、カタログ 1997/98。
  4. A. ボヤーリン、GA ウラジミロフ、TV ミシュク、V.N. Yaroslavsky、新世代の高電圧標準、立法および応用計量学、1995 年、No. 5。
  5. Widlar R.J.、IC 電圧レギュレータの新開発。 IEEE 国際ソリッドステート会議、1970 年、セッション FAM 13.3。
  6. Analog Devices、デザイナーズリファレンスマニュアル、Winter 97/98 (CD)。
  7. バーブラウン社、1998 年の CD-ROM カタログ。
  8. マキシム、プログラム 1/98 (CD)。
  9. Raytheon、エレクトロニクス半導体部門、1997 データブック (CD)。
  10. Kester W. 線形設計セミナー、アナログ・デバイセズ社、1995 年、第 8 章。

表 1. 高精度電圧基準のメーカー