게르마늄 트랜지스터를 기반으로 한 UCH 회로. 게르마늄 트랜지스터를 사용한 수제 증폭기 게르마늄 트랜지스터를 사용한 증폭기에 대한 최고의 회로도.

니콜라이 트로신

간단한 게르마늄 전력 증폭기.

최근 게르마늄 트랜지스터를 기반으로 한 전력 증폭기에 대한 관심이 눈에 띄게 증가하고 있다. 이러한 앰프의 사운드는 "진공관 사운드"를 연상시키는 더 부드럽다는 의견이 있습니다.
나는 얼마 전에 테스트했던 게르마늄 트랜지스터를 사용하는 저주파 전력 증폭기의 두 가지 간단한 회로에 주목합니다.

여기서는 "게르마늄"이 사용되던 70년대보다 더 현대적인 회로 솔루션이 사용됩니다. 이를 통해 좋은 음질과 함께 적당한 파워를 얻을 수 있게 되었습니다.
아래 그림의 회로는 1989년 라디오 잡지 No. 8(pp. 51-55)에 실린 내 기사에 나오는 "게르마늄"용 저주파 증폭기를 재작업한 버전입니다.

이 앰프의 출력 전력은 스피커 부하 임피던스가 4옴일 때 30W이고, 부하 임피던스가 8옴일 때 약 18W입니다.
증폭기 공급 전압(U 공급)은 양극성 ±25V입니다.

세부 사항에 대한 몇 마디:

증폭기를 조립할 때 운모 커패시터를 (전해 커패시터 외에) 상수 커패시터로 사용하는 것이 좋습니다. 예를 들어 아래 그림과 같은 CSR 유형이 있습니다.

MP40A 트랜지스터는 MP21, MP25, MP26 트랜지스터로 대체될 수 있습니다. 트랜지스터 GT402G - GT402V; GT404G - GT404V로;
GT806 출력 트랜지스터에는 문자 인덱스를 할당할 수 있습니다. 이 회로에서는 P210, P216, P217과 같은 저주파 트랜지스터를 사용하지 않는 것이 좋습니다. 10kHz 이상의 주파수에서는 고주파수에서 전류 증폭이 부족하기 때문에 여기서는 제대로 작동하지 않기 때문입니다(왜곡이 눈에 띕니다).

출력 트랜지스터의 라디에이터 면적은 최소 200cm2, 사전 터미널 트랜지스터의 경우 최소 10cm2여야 합니다.
GT402 유형 트랜지스터의 경우 두께 0.5mm, 크기 44x26.5mm의 구리(황동) 또는 알루미늄 판으로 라디에이터를 만드는 것이 편리합니다.

플레이트는 선을 따라 절단된 다음, 이 목적에 적합한 원통형 맨드릴(예: 드릴)을 사용하여 이 공작물을 튜브 모양으로 만듭니다.
그런 다음 공작물(1)을 트랜지스터 본체(2)에 단단히 놓고 측면 장착 이어를 미리 구부린 후 스프링 링(3)으로 누릅니다.

링은 직경 0.5-1.0mm의 강철 와이어로 만들어집니다. 반지 대신 구리선 붕대를 사용할 수 있습니다.
이제 남은 것은 아래에서 측면 귀를 구부려 라디에이터를 트랜지스터 본체에 부착하고 잘린 깃털을 원하는 각도로 구부리는 것입니다.

직경 8mm의 구리 튜브로 유사한 라디에이터를 만들 수도 있습니다. 6~7cm 크기의 조각을 자르고 한쪽의 전체 길이를 따라 튜브를 자릅니다. 다음으로 튜브를 길이의 절반으로 4개 부분으로 자르고 이 부분을 꽃잎 형태로 구부려 트랜지스터에 단단히 배치합니다.

트랜지스터 본체의 직경은 튜브의 전체 길이를 따라 있는 슬롯으로 인해 약 8.2mm이므로 트랜지스터에 단단히 고정되고 탄력 있는 특성으로 인해 본체에 고정됩니다.
출력단 이미 터의 저항은 5W 전력으로 권선되거나 MLT-2 3Ω 유형, 3개 병렬로 감겨 있습니다. 나는 수입 필름을 사용하는 것을 권장하지 않습니다. 즉각적이고 눈에 띄지 않게 소진되어 한 번에 여러 트랜지스터가 고장납니다.

환경:

서비스 가능한 요소로 올바르게 조립된 증폭기를 설정하는 것은 트리밍 저항을 사용하여 출력단의 대기 전류를 100mA로 설정하는 것입니다(1Ω 이미터 저항 - 전압 100mV를 제어하는 ​​것이 편리함).
VD1 다이오드를 출력 트랜지스터의 방열판에 붙이거나 눌러 열 안정성을 높이는 것이 좋습니다. 그러나 이것이 수행되지 않으면 일반적으로 콜드 100mA에서 핫 300mA로 출력단의 대기 전류가 크게 변경되지 않습니다.

중요한:처음으로 전원을 켜기 전에 트리밍 저항기를 0 저항으로 설정해야 합니다.
튜닝 후에는 회로에서 트리밍 저항기를 제거하고 실제 저항을 측정한 후 일정한 저항으로 교체하는 것이 좋습니다.

위 다이어그램에 따라 증폭기를 조립할 때 가장 부족한 부분은 GT806 출력 게르마늄 트랜지스터입니다. 밝은 소비에트 시대에도 그것을 얻는 것이 그렇게 쉽지 않았고 지금은 아마도 훨씬 더 어려울 것입니다. P213-P217, P210 유형의 게르마늄 트랜지스터를 찾는 것이 훨씬 쉽습니다.
어떤 이유로 GT806 트랜지스터를 구입할 수 없는 경우 앞서 언급한 P213-P217, P210을 출력 트랜지스터로 사용할 수 있는 다른 증폭기 회로를 제공합니다.

이 계획은 첫 번째 계획을 현대화한 것입니다. 이 앰프의 출력 전력은 4옴 부하에서 50W, 8옴 부하에서 30W입니다.
이 증폭기의 공급 전압(U 공급)도 양극성이며 ±27V입니다.
작동 주파수 범위 20Hz~20kHz:

이 계획에 어떤 변경이 이루어졌습니까?
"전압 증폭기"에 두 개의 전류 소스를 추가하고 "전류 증폭기"에 또 다른 단계를 추가했습니다.
상당히 높은 주파수의 P605 트랜지스터에 또 다른 증폭 단계를 사용하면 GT402-GT404 트랜지스터를 어느 정도 언로드하고 매우 느린 P210을 높일 수 있습니다.

그것은 꽤 좋은 것으로 밝혀졌습니다. 20kHz의 입력 신호와 50W의 출력 전력을 사용하면 부하에서의 왜곡이 실제로 눈에 띄지 않습니다(오실로스코프 화면에서).
P210 유형 트랜지스터의 출력 신호 형태에 대해 거의 눈에 띄지 않는 최소 왜곡은 50W 전력에서 약 20kHz의 주파수에서만 발생합니다. 20kHz 미만의 주파수와 50W 미만의 전력에서는 왜곡이 눈에 띄지 않습니다.
실제 음악 신호에서는 일반적으로 이러한 높은 주파수의 출력이 존재하지 않으므로 GT806 트랜지스터와 P210 트랜지스터를 사용하는 앰프의 사운드(귀로)에서 어떤 차이도 느끼지 못했습니다.
그러나 GT806과 같은 트랜지스터의 경우 오실로스코프로 보면 증폭기가 여전히 더 잘 작동합니다.

이 증폭기에 8Ω 부하가 있는 경우 출력 트랜지스터 P216...P217 및 심지어 P213...P215도 사용할 수 있습니다. 후자의 경우 증폭기 공급 전압을 ±23V로 줄여야 합니다. 당연히 출력도 떨어집니다.
전원 공급 장치를 늘리면 출력 전력이 증가하고 두 번째 옵션의 증폭기 회로에는 그러한 잠재력 (예비)이 있다고 생각하지만 실험으로 운명을 유혹하지는 않았습니다.

이 증폭기에는 소산 면적이 최소 300cm2인 출력 트랜지스터, 사전 출력 P605의 경우 최소 30cm2, GT402, GT404(부하 저항이 4Ω)인 경우 다음 라디에이터가 필요합니다. 또한 필요합니다.
트랜지스터 GT402-404의 경우 더 쉽게 할 수 있습니다.
직경 0.5-0.8의 구리선 (절연물 없음)을 가져다가 와이어를 감아 둥근 맨드릴 (직경 4-6mm)을 켜고 결과 권선을 링 (내경이 직경보다 작은)으로 구부립니다. 트랜지스터 본체), 납땜으로 끝을 연결하고 결과 "도넛"을 트랜지스터 본체에 놓습니다.

와이어를 원형이 아닌 직사각형 맨드릴에 감는 것이 더 효율적입니다. 이렇게 하면 와이어와 트랜지스터 본체의 접촉 면적이 증가하고 그에 따라 열 제거 효율이 증가하기 때문입니다.
또한 전체 앰프의 열 제거 효율을 높이려면 라디에이터 면적을 줄이고 컴퓨터의 12V 쿨러를 사용하여 냉각하고 7~8V의 전압으로 전원을 공급할 수 있습니다.

트랜지스터 P605는 P601...P609로 교체할 수 있습니다.
두 번째 증폭기의 설정은 첫 번째 회로에 대해 설명한 것과 유사합니다.
음향 시스템에 대한 몇 마디. 좋은 소리를 얻으려면 적절한 힘이 있어야 한다는 것은 분명합니다. 또한 사운드 생성기를 사용하여 다양한 전력에서 전체 주파수 범위를 통과하는 것이 좋습니다. 소리는 쌕쌕거림이나 덜거덕거림 없이 깨끗해야 합니다. 특히 내 경험에서 알 수 있듯이 S-90과 같은 스피커의 고주파수 스피커의 경우 특히 그렇습니다.

앰프 설계 및 조립에 대해 궁금한 점이 있으시면 문의해 주세요. 가능하다면 답변해 드리겠습니다.

여러분의 창의력과 최선을 다해 행운을 빕니다!


램프와 최신 부품을 기반으로 한 디자인에 싫증이 나서 최근에는 향수를 불러일으키는 충동으로 게르마늄 트랜지스터를 기반으로 한 디자인을 가지고 놀고 있습니다.

불완전한 생산 기술로 인해 시간이 지남에 따라 매개 변수가 크게 저하된다는 포럼을 읽은 후 보유량을 확인하기 위해 트랜지스터 및 저전력 다이오드 매개 변수에 대한 L2-54 산업용 미터도 구입했습니다.

저는 100개 이상의 서로 다른 트랜지스터 사본을 테스트했는데 단 하나도 거부되지 않았다는 사실에 만족스럽게 주목할 수 있습니다. 모두 최소 1.5배(대부분 2-3배) 마진이 있는 참조 데이터에 해당합니다. 그러므로 그들을 고용하는 것은 전혀 죄가 아닙니다. 특히 제가 젊었을 때 그들 중 많은 사람들이 이용할 수 없었던 것만큼이나 매력적이었기 때문입니다.

그리고 우리는 전통적으로 시작합니다. ULF 건설.

예를 들어, 오늘날까지 인기 있는 다수의 아마추어 라디오 수신기는 게르마늄 트랜지스터로 제작되었으며 현재 공급이 부족한 고임피던스 헤드폰과 함께 작동하도록 설계되었습니다. 출력 전력을 높이기 위해 권장되는 간단한 이미터 팔로워는 연결된 저임피던스 헤드폰(100-600Ω) 또는 저임피던스 부하(4-16Ω 최신 헤드폰 또는 스피커)에만 어느 정도 괜찮은 사운드를 제공할 수 있습니다. KTP가 최소 1/5(1/25 저항)인 트랜스포머는 낮은 레벨에서도 계단형 왜곡이 강한 효과를 발휘합니다. 물론 IC에 최신 ULF를 설치할 수 있지만 양극 전원 공급 장치가 필요합니다. 우리는 더 나아가 디자인을 현대 트랜지스터로 옮길 수 있지만... "열정", 시간의 맛, "향수"가 사라졌기 때문에 이것은 우리 방식이 아닙니다.

고임피던스 헤드폰 대신 연결된 딥 피드백(그림 1 파란색 원)이 있는 전력 증폭기는 저임피던스 부하의 음질을 크게 향상시키고 큰 소리의 수신을 보장하는 데 도움이 됩니다.

보시다시피 그의 계획은 거의 60~70년대의 고전에 가깝습니다. 독특한 특징은 직류 및 교류(저항 R7을 통해)에 대한 깊은(32dB 이상) 피드백으로, 이는 증폭의 높은 선형성을 보장합니다(평균 Kg 레벨 0.5% 미만, 낮음(5mW 미만) 및 최대 전력(0.5W) Kg이 2%에 도달함). 볼륨 컨트롤의 다소 특이한 활성화는 볼륨이 줄어들 때 피드백 깊이의 증가를 보장합니다. 이로 인해 ULF를 보다 경제적으로 만들 수 있는 것으로 나타났습니다(전체 ULF PPP의 정지 전류는 7mA) 사실상 "단계" 왜곡이 없습니다. 커패시터 C6은 통과 대역을 약 3.5kHz로 제한합니다(이것이 없으면 40kHz를 초과합니다!). 이는 자체 잡음 수준도 줄여줍니다. ULF는 매우 조용합니다. 출력 노이즈 레벨은 약 1.2mV입니다! (왼쪽 핀 C1이 접지된 상태) 입력(왼쪽 핀 C1)의 총 Kus는 약 8,000입니다. 입력에 대한 자체 잡음 수준은 약 0.15μV입니다. 실제 신호 소스(LPF)에 연결하면 전류 성분으로 인해 입력과 관련된 고유 노이즈 수준이 0.3~0.4μV로 증가합니다.

출력단에는 저렴하고 안정적인 GT403을 사용합니다. ULF는 높은 전력(4Ω 부하에서 최대 2.5W)을 제공할 수 있지만 그런 경우에는 라디에이터에 트랜지스터를 설치하거나 더 강력한 트랜지스터(P213, P214 등)를 사용해야 합니다. 오피니언 룩, 0.5W, 현대적이고 민감한 다이내믹스는 음악을 들을 때에도 "눈으로 보기에" 충분합니다. 해당 구조의 거의 모든 게르마늄 저주파 트랜지스터와 최소 40개의 N21e 트랜지스터(T2, T3, T4 - MP13-16, MP39-42 및 T5 - MP9-11, MP35-38)가 저주파에 적합합니다. 증폭기. PPP에서 이 ULF를 사용하려는 경우 T1은 저잡음(P27A, P28, MP39B)이어야 합니다. 출력단의 경우 H21e 값이 가까운(+-10% 이상) T4, T5 및 T6, T7 쌍을 선택하는 것이 좋습니다.

깊은 DC OOS로 인해 ULF 모드가 자동으로 설정됩니다. 처음으로 켤 때 대기 전류(5-7mA)를 확인하고 필요한 경우 더 성공적인 다이오드를 선택하여 필요한 전류를 얻으십시오. 중국산 멀티미터를 사용하면 이 절차를 단순화할 수 있습니다. 다이오드 테스트 모드에서는 다이오드를 통해 약 1mA의 전류를 흘립니다. 전압 강하가 약 310-320mV인 표본이 필요합니다.

테스트를 위해 강력한 ULF가 선택되었습니다. 간단한 이중 대역 PPP 다이어그램 RA3AAE. 예전부터 해보고 싶었는데, 왠지 해볼 수가 없었는데, 여기 기회가 왔습니다(안녕!).

나는 즉시 회로를 약간 조정했습니다(그림 3 참조). 여기서는 이에 대해 설명하겠습니다. 그 밖의 모든 것, 다음을 포함합니다. 설정 과정은 책을 참조하세요.

2단계 저역 통과 필터로서 나는 전통적으로 인접 채널에 대한 선택성을 증가시키는 범용 테이프 헤드를 사용해 왔습니다. 로우 패스 필터 코일은 자체 용량이 상당히 크기 때문에 특히 PELSHO가 아닌 PEV, PEL(테이프 레코더 GU 포함)과 같은 간단한 와이어로 감긴 경우 GPA에 상당한 부하를 줍니다. 이 경우 코일 자체 커패시턴스가 너무 커서 다이오드에서 일반 진폭으로 GPA를 실행하는 것이 매우 문제가 됩니다. 많은 동료가 이 문제를 경험했습니다. 그렇기 때문에 코일 출력이 아닌 통신 코일에서 VFO 신호를 제거하는 것이 더 낫습니다. 그러면 이러한 모든 문제가 제거되고 동시에 VFO 전압과 ULF 입력의 접촉이 완전히 제거됩니다. 권선에 신경 쓰지 않기 위해 적합한 기성 코일을 찾아 PPP 테스트를 진행했는데 예기치 않게 심각한 "갈퀴"를 발견했습니다. 40m 범위로 전환하면 통신 코일의 VFO 신호 진폭이 감소합니다. 2배로! 좋아요, 아마도 잘못된 시스템의 수류탄, 즉 코일이 있을 수도 있다고 생각했습니다(안녕하세요!). 나는 프레임을 찾아 작가의 지시에 따라 엄격하게 되감았습니다(사진 참조).

그리고 여기서 우리는 Vladimir Timofeevich에게 경의를 표해야합니다. 추가 움직임없이 그는 입력 회로와 GPA 모두 표시된 주파수 범위에 즉시 떨어졌습니다.

그러나... 문제는 남아 있습니다. 즉, 두 범위 모두에서 믹서를 최적으로 구성하는 것이 불가능하다는 것을 의미합니다. 하나에 최적의 진폭을 설정하면 다른 하나에 다이오드가 닫히거나 거의 지속적으로 열리게 됩니다. 믹서가 두 범위 모두에서 어느 정도 작동하지만 손실이 증가하는 경우(최대 6-10dB) VFO의 진폭을 설정하기 위한 특정 평균 절충 옵션만 가능합니다. 문제에 대한 해결책은 간단했습니다. 토글 스위치의 자유 스위칭 그룹을 사용하여 이미터 저항기를 전환하고, 이를 사용하여 각 범위에서 GPA의 최적 진폭을 설정합니다. GPA의 최적 진폭을 제어하고 조정하기 위해 와 동일한 방법을 사용합니다.

이렇게 하려면 다이오드 D1의 왼쪽 출력(그림 3 참조)을 보조 커패시터 0C1로 전환합니다. 그 결과 고전적인 GPA 전압 배가 정류기가 탄생했습니다. 이러한 종류의 "내장형 RF 전압계"를 사용하면 작동 회로에서 직접 특정 GPA의 특정 다이오드 작동 모드를 실제로 직접 측정할 수 있는 기회를 얻을 수 있습니다. DC 전압 측정 모드에서 모니터링하기 위해 멀티미터를 0C1에 연결하고 이미터 저항기를 선택함으로써(40m 범위에서 R3으로 시작하고 80m 범위에서 R5로 시작) +0.8...+1V의 전압을 얻습니다. 다이오드 1N4148, KD522, 521 등에 대한 최적의 전압이 되십시오. 전체 설정은 다음과 같습니다. 다이오드 리드를 다시 제자리에 납땜하고 보조 회로를 제거합니다. 이제 최적의 작동 믹서를 사용하면 입력 회로에 대한 연결을 최적화(증가)할 수 있으므로(탭은 L2의 5회전이 아니라 10회전에서 이루어짐) 두 범위 모두에서 감도가 6-10dB 증가합니다.

특히 배터리로 구동되는 경우 강력한 푸시풀 ULF의 전원 회로를 따라 큰 전압 리플이 발생할 수 있습니다. 따라서 GPA에 전원을 공급하기 위해 T4에는 경제적인 파라메트릭 전압 안정기가 사용되었으며, 여기서 역방향 바이어스 이미터 접합 KT315(보유 중)가 제너 다이오드로 사용되었습니다. 스태빌라이저의 출력 전압은 -6..-6.5V 순서로 선택되어 배터리가 최대 7V까지 방전될 때 안정적인 튜닝 주파수를 보장합니다. GPA의 공급전압 감소로 인해 L3 통신코일의 권수는 8권으로 늘어났다. 그러나 KT315를 사용하면 이미터 접합의 항복 전압 확산이 상당히 큽니다. 첫 번째는 7.5V를 제공했습니다. 약간 너무 많았고 두 번째는 7V를 제공했습니다(그래프 참조).

– 이미 좋습니다. 실리콘 KT209v를 T4로 사용하여 필요한 -6.3V를 얻었습니다. 선택에 신경쓰고 싶지 않다면 KT316을 T5로 사용하고 T4는 게르마늄(MP39-42)을 사용해야 합니다. 그런 다음 통합하고 GPA에 KT316을 설치하는 것이 합리적이며(그림 4 참조), 이는 GPA 주파수 안정성에 긍정적인 영향을 미칠 것입니다. 이것이 바로 지금 나에게 적합한 옵션입니다.

"오랜만에 체커를 집어들었는데..." 아니면 오랫동안 트랜지스터 앰프를 조립하지 않았다고 말하고 싶었습니다. 모든 램프, 그렇습니다. 램프입니다. 그리고 우리의 친절한 팀과 참여 덕분에 조립용 보드 두 개를 구입했습니다. 결제는 별도입니다.

지불금이 빨리 도착했습니다. Igor(Datagor)는 다이어그램, 앰프 조립 및 구성에 대한 설명이 포함된 문서를 즉시 보냈습니다. 이 키트는 모든 사람에게 좋으며 구성표는 고전적이고 시도 및 테스트되었습니다. 하지만 욕심에 사로잡혔어요. 채널당 4.5W로는 충분하지 않습니다. 나는 음악을 크게 듣기 때문이 아니라(90dB의 음향 감도와 2W이면 충분함) 최소한 10W를 원합니다.

전력 증폭기 회로

이것이 나의 최종 증폭기 회로의 모습입니다. 변경된 금액은 빨간색으로 표시됩니다.

아직까지 단 한 명의 변호사도 Ohm 및 Joule-Lenz 법칙을 우회할 수 없었으며 UMZCH의 출력 전력을 높이려면 공급 전압을 높여야 합니다. 최소한 두 번, 최대 30볼트까지 해보자. 이 작업을 즉시 수행할 수는 없습니다. 원래 회로에 사용된 트랜지스터 P416 및 MP39B의 최대 허용 전압은 15V입니다.

나는 아마추어 무선 핸드북의 오래된 1978년 판을 선반에서 꺼내 MP 및 GT 시리즈의 게르마늄 트랜지스터 매개변수에 대한 연구를 탐구하는 동시에 부품이 있는 상자를 발굴해야 했습니다.

나는 회로에 사용된 매개변수와 비슷하지만 최대 허용 전압이 30V 이상인 트랜지스터를 찾고 있었습니다.

이 흥미로운 연구 작업을 수행한 후 필요한 후보자를 찾았습니다. 입력의 경우 P416 대신 GT321D 트랜지스터가 주요 경쟁자였습니다.
MP39B + MP37A 쌍을 유사한 MP14A + MP10B 쌍으로 교체하기로 결정되었습니다. 9부터 16까지의 숫자가 있는 MP 시리즈의 게르마늄 트랜지스터는 "군용 장비", 특수 장비용 트랜지스터입니다. 광범위한 적용 장비를 위해 고안된 35에서 42 사이의 숫자를 가진 아날로그와는 대조적입니다.

출력에서는 고주파수 GT906A 트랜지스터를 사용하기로 결정했습니다. 여기에는 여러 가지 이유가 있었는데, 가장 큰 이유는 내 침대 옆 탁자에 이러한 트랜지스터가 공급되어 있었기 때문입니다. 두 번째 이유는 높은 전류 전달 계수입니다. 작동 중에 예비 단계의 트랜지스터는 출력 트랜지스터를 구동하기 위해 "변형"을 줄여 발열을 줄이고 증폭기의 왜곡 수준에 긍정적인 영향을 미칩니다.

또한 중요한 다음 단계는 전류 전달 계수 h21e에 따라 쌍으로 트랜지스터를 선택하는 것입니다. 처음에는 일반 중국 테스터를 이용해서 해보려고 했는데, 측정 결과가 다소 이상하고 확실히 과대평가된 것 같았습니다. 또한 중국 테스터는 강력한 트랜지스터의 매개 변수를 측정하는 데 분명히 대처할 수 없었습니다.

나는 선반에서 옛 소련 시대의 PPT 장치를 꺼내야 했습니다.


도움을 받아 h21e = 120인 GT321D 트랜지스터 한 쌍과 h21e가 약 40인 MP10B + MP14A 두 쌍이 선택되었으며 12개의 1T906A 트랜지스터 중에서 3개를 선택했습니다. 베타 76과 베타 78이 포함된 커플입니다. 그럼에도 불구하고 1T 시리즈는 제조 과정에서 매개변수에 대해 보다 진지한 선택을 거쳤습니다.

트랜지스터를 선택한 후 Datagor 지침에 따라 인쇄 회로 기판을 조립하는 데 많은 시간이 걸리지 않았습니다. 전해 콘덴서의 전압에도 주의할 필요가 있습니다. 선택한 증폭기 공급 전압보다 낮아서는 안 됩니다.
저는 35볼트 콘덴서를 사용했습니다.

앰프에서 더 많은 전력을 얻으려고 했기 때문에 출력 커플링 커패시터의 용량을 최소 2배 이상 늘려야 했습니다. 이 등급의 커패시터는 더 이상 보드에 맞지 않습니다. 대신 크기에 관계없이 전선에 원하는 커패시터를 연결할 수 있도록 두 개의 나사 단자를 납땜했습니다.

또 다른 중요한 문제는 출력 트랜지스터의 냉각 구성이었습니다. 나는 동일하고 다소 큰 라디에이터 한 쌍을 찾았지만 TO-220 하우징에 최신 트랜지스터를 수용하도록 설계되었습니다.
오래된 컴퓨터 전원 공급 장치에서 해결책을 찾았습니다. 절연 개스킷을 통해 GT906 트랜지스터를 부착한 두꺼운 4mm 알루미늄으로 만든 한 쌍의 라디에이터와 끝이 넓은 이 라디에이터 자체는 열 페이스트를 통해 대형 라디에이터에 나사로 고정되었습니다.

증폭기 보드도 금속 모서리를 사용하여 동일한 라디에이터에 부착되었습니다. 출력 트랜지스터 근처의 컴퓨터 방열판 핀 사이에는 D310 다이오드가 편리하게 배치되어 증폭기의 열 안정성을 보장합니다. 망설임 없이 중국산 핫멜트 풀을 채워 넣었어요.

먼저 전원을 켜고 앰프를 설정합니다.

이제 처음으로 조립된 앰프를 켜고 테스트할 시간입니다. 나는 전류 제한이 있는 실험실 전원 공급 장치를 사용하여 이 작업을 수행했습니다.

처음에는 15볼트의 공급 전압으로 설정했습니다. 나는 증폭기의 대기 전류를 100mA로 설정하고 출력의 균형을 맞춰 정확히 공급 전압의 절반이 되도록 한 다음 공급 전압을 필요한 30V까지 점차적으로 높이기 시작했습니다.

이 작업 중에 일부 저항의 값을 약간 변경해야 했습니다. 왜냐하면... 공급 전압이 증가함에 따라 대기 전류도 급격히 증가하기 시작했습니다. 전류 제한 전원 공급 장치가 없었다면 아마도 한 쌍 이상의 출력 트랜지스터가 손실되었을 것입니다. 하지만 모든 일이 잘 풀렸어요.

일부 측정

DC 모드를 설정한 후 발전기와 오실로스코프를 증폭기에 연결했습니다. 그는 신호를 보냈습니다. 출력에서는 4Ω 부하에서 약 12V의 진폭에서 신호 제한(파란색)이 발생하며 이는 다음과 같습니다. 출력 전력 18W. 만세!!! :야후:
입력(노란색)의 신호 진폭은 약 1.5V입니다. 즉, 증폭기의 감도는 약 1V RMS입니다.

주파수 대역나도 기뻤다. 15Hz에서 60kHz까지 롤오버가 거의 없습니다. 피드백 회로와 입력에서 100pF 커패시터를 제거하면 아마도 더 넓어질 것입니다.

꼭 필요한 것! 이는 주 신호 소스로 사용될 컴퓨터 사운드 카드의 출력 신호 레벨과 정확히 일치합니다.

앰프가 소비하는 최대 전류를 확인했습니다. 주파수 10kHz, 진폭 1.5V의 직사각형 신호가 입력에 적용되면 증폭기는 전원 공급 장치에서 2A보다 약간 적은 전류를 끌어옵니다.


이제 충돌 테스트를 할 차례입니다. 홀더에 1.5A 퓨즈를 설치하고 전원 공급 장치에 가능한 최대 전류 제한을 설정한 다음(5A 있음) 주파수 10kHz의 사인파를 입력에 적용합니다. 신호가 제한되기 시작하면 전원을 최대로 높입니다. 그런 다음 드라이버를 사용하여 부하를 단락시킵니다. 퓨즈가 끊어졌습니다. 퓨즈를 새 것으로 교체하고 앰프를 다시 켭니다. 출력 트랜지스터는 손상되지 않았습니다! 퓨즈 3개(한 앰프 보드에 2개, 다른 앰프 보드에 1개)를 끊은 후 신뢰성 테스트를 통과했다고 판단했으며 이제 케이스에 앰프를 최종 조립할 수 있습니다.

일반 증폭기 조립

신체의 모든 부품을 고정하기 위해 예비 피팅을 하고 금속 가공을 시작합니다.

전원 변압기는 토로이달입니다. 잠재적인 적을 혼란스럽게 하려는 의도로 끔찍한 이름 BY5.702.010-02를 사용했습니다. 변압기는 출력에서 ​​20V를 생성합니다. 이 권선의 전류 매개변수를 찾을 수 없었지만 변형이나 과열 없이 GM-70 램프(3.5A)의 열을 유지합니다. 따라서 이 앰프의 두 채널에 전원을 공급하려면 예비 전력이 있어도 충분한 전력을 보유합니다.

또한 게르마늄 D305 정류기 다이오드(10A, 50V)를 사용했습니다. 따라서 실리콘 부품이 하나도 없는 앰프를 조립하는 것이 가능했습니다. 모든 것은 풍수에 따릅니다.

필터 커패시터 - 2개 각각 10000μF. 하나면 충분했을 텐데, 처음에 썼듯이 욕심이 점령당했고, 게다가 건물에 여유도 생겼습니다.

출력에 병렬로 연결된 1000μF 63V 커패시터 3개를 설치했는데, 이 커패시터는 일본 마쓰시타 제품의 고품질 제품입니다.

모든 구성 요소를 케이스에 단단히 고정한 후에는 아무것도 섞이지 않고 와이어로 연결하는 일만 남았습니다. 실리콘 내열 단열재에 단면적 0.5sq mm의 구리 코어를 사용하여 설치를 수행했습니다. 화재 경보기에 사용되는 케이블에서 이 전선을 가져왔습니다. 용도로 추천합니다. 와이어가 단단하기 때문에 많은 노력을 들이지 않고도 하우징에 균일하고 깔끔하게 놓을 수 있습니다.

지난 세기 말에 독일의 화학자 K.A. Winkler는 D.I.가 사전에 존재를 예측했던 원소를 발견했습니다. 멘델레예프. 그리고 1948년 7월 1일, 뉴욕 타임즈 신문 지하에 "트랜지스터 제작"이라는 제목의 짧은 기사가 실렸습니다. “무선 공학에서 기존의 진공관을 대체할 수 있는 전자 장치”의 발명을 보고했습니다.

물론, 최초의 트랜지스터는 게르마늄이었고, 무선 공학에 진정한 혁명을 일으킨 것은 바로 이 원소였습니다. 음악 감정가들이 진공관에서 트랜지스터로의 전환으로 이익을 얻었는지 여부에 대해 논쟁하지 말자. 이러한 논의는 이미 다소 지루해졌습니다. 덜 긴급하지 않은 또 다른 질문을 스스로에게 물어봅시다. 실리콘 장치가 게르마늄 장치를 대체했을 때 다음 단계의 진화가 이익을 얻을 수 있었습니까? 지난 세기는 짧았으며 램프처럼 유형의 소리 유산을 남기지 않았습니다. 이제 게르마늄 트랜지스터는 어느 나라에서도 생산되지 않으며 거의 ​​기억되지 않습니다. 그러나 헛된 것입니다. 나는 바이폴라 또는 전계 효과, 고주파수 또는 저주파, 소신호 또는 고전력 등 모든 실리콘 트랜지스터가 게르마늄보다 고품질 사운드 재생에 적합하지 않다고 생각합니다. 먼저 두 요소의 물리적 특성을 살펴보겠습니다.*

* H. J. Fisher, Transistortechnik fur Den Funkamateur 출판. A.V. 베즈루코바, M., MRB, 1966.

속성 게르마늄 규소
밀도, g/cm 3 5,323 2,330
원자량 72,60 28,08
1cm 3의 원자 수 4,42*10 22 4,96*10 22
밴드갭, EV 0,72 1,1
유전 상수 16 12
녹는점, °C 937,2 1420
열전도율, cal/cm X sec X deg 0,14 0,20
전자 이동도, cm 2 /sec*V 3800 1300
구멍 이동도, cm 2 /sec*V 1800 500
전자 수명, μsec 100 - 1000 50 - 500
전자 평균 자유 경로, cm 0,3 0,1
구멍 없는 경로, cm 0,07 - 0,02 0,02 - 0,06

표는 전자와 정공의 이동도, 전자의 수명, 전자와 정공의 평균 자유 경로가 게르마늄에서 상당히 높고 밴드 갭은 실리콘보다 낮다는 것을 보여줍니다. p-n 접합의 전압 강하는 0.1 - 0.3 V이고 n-p - 0.6 - 0.7 V인 것으로 알려져 있으며, 이를 통해 게르마늄이 실리콘보다 훨씬 더 나은 "도체"이므로 증폭 단계에서 결론을 내릴 수 있습니다. p-n-p 트랜지스터의 경우 n-p-n의 유사한 트랜지스터보다 사운드 에너지 손실이 훨씬 적습니다. 질문이 생깁니다. 게르마늄 반도체 생산이 중단된 이유는 무엇입니까? 우선, 일부 기준에 따르면 Si는 최대 150도까지의 온도에서 작동할 수 있기 때문에 훨씬 바람직합니다. (Ge - 85), 주파수 특성은 비교할 수 없을 정도로 우수합니다. 두 번째 이유는 순전히 경제적입니다. 지구상의 실리콘 매장량은 사실상 무한한 반면, 게르마늄은 다소 희귀한 원소이므로 이를 얻고 정제하는 기술은 훨씬 더 비쌉니다.

한편, 가정용 오디오 장비에 사용하기 위해 언급된 실리콘의 장점은 전혀 명백하지 않은 반면, 게르마늄의 특성은 매우 매력적입니다. 게다가 우리나라에는 게르마늄 트랜지스터가 산더미처럼 쌓여 있는데 가격이 정말 터무니없습니다.**

** 이 기사가 출판된 후에는 일부 유형의 램프 및 마이크로 회로에서 이미 발생한 것처럼 라디오 시장의 가격이 급등할 수 있다고 예상합니다. 에드.

그럼 게르마늄 반도체를 기반으로 한 증폭기 회로를 살펴보겠습니다. 그러나 먼저 진정한 고품질 사운드를 얻기 위해 이를 준수하는 것이 매우 중요한 몇 가지 원칙이 있습니다.

  1. 증폭기 회로에는 단일 실리콘 반도체가 있어서는 안 됩니다.
  2. 설치는 부품 자체의 리드를 최대한 활용하여 체적 힌지 방식으로 수행됩니다. 인쇄 회로 기판은 소리를 크게 저하시킵니다.
  3. 증폭기의 트랜지스터 수는 가능한 한 적어야 합니다.
  4. 트랜지스터는 출력단의 상단 및 하단 암뿐만 아니라 두 채널 모두에 대해 쌍으로 선택해야 합니다. 따라서 가능한 가장 가까운 h21e 값(최소 100)과 최소 Iko를 가진 4개의 표본을 선택해야 합니다.
  5. 전력 변압기의 코어는 단면적이 15cm 2 이상인 플레이트 Ш로 만들어집니다. 접지되어야 하는 스크린 권선을 제공하는 것이 좋습니다.

계획 번호 1, 미니멀리스트

원리는 새로운 것이 아니며, 그러한 회로는 60년대에 매우 인기가 있었습니다. 제 생각에는 이것이 오디오파일 캐논에 해당하는 무변압기 증폭기의 거의 유일한 구성이라고 생각합니다. 단순성 덕분에 최소한의 비용으로 높은 음질을 얻을 수 있습니다. 저자는 이를 하이엔드 오디오의 최신 요구 사항에만 적용했습니다.

앰프 설정은 매우 간단합니다. 먼저 저항 R2를 커패시터 C7의 "마이너스"에서 공급 전압의 절반으로 설정합니다. 그런 다음 출력 트랜지스터의 컬렉터 회로에 연결된 밀리암페어가 40-50mA의 대기 전류를 더 이상 표시하지 않도록 R13을 선택합니다. 입력에 신호를 적용할 때 자기 여기(self-excitation)가 발생하지 않는지 확인해야 합니다. 그럼에도 불구하고 오실로스코프 화면에서 RF 생성 징후가 눈에 띄는 경우 커패시터 C5의 정전 용량을 늘려 보십시오. 온도 변화 시 증폭기의 안정적인 작동을 위해 다이오드 VD1, 2를 열 전도성 페이스트로 윤활하고 출력 트랜지스터 중 하나에 눌러야 합니다. 후자는 최소 200cm2 면적의 방열판에 설치됩니다.

계획 번호 2, 개선됨

40년 전 업계에서는 n-p-n 구조의 고전력 게르마늄 트랜지스터를 생산하지 않았기 때문에 첫 번째 회로에는 준상보형 출력단이 있었습니다. 보완 쌍 GT703(p-n-p) 및 GT705(n-p-n)는 70년대에만 등장하여 출력단 회로를 개선할 수 있었습니다. 그러나 세상은 완벽하지 않습니다. 위에 나열된 유형의 경우 최대 콜렉터 전류는 3.5A에 불과합니다(P217V의 경우 Ik max = 7.5A). 따라서 어깨당 2개씩만 배치하여 구성에 사용할 수 있습니다. 실제로 이것은 전원 공급 장치의 극성이 반대라는 점을 제외하면 2번과 구별되는 점입니다. 따라서 전압 증폭기(VT1)는 전도성이 다른 트랜지스터에 구현됩니다.

회로는 정확히 동일한 방식으로 구성되며 출력단의 대기 전류도 동일합니다.

전원 공급 장치에 대해 간략히 설명합니다.

높은 음질을 얻으려면 상자에서 4개의 D305 게르마늄 다이오드를 찾아야 합니다. 다른 것들은 엄격히 권장되지 않습니다. 이를 브리지로 연결하고 0.01μF의 KSO 운모로 션트한 다음 1000μF X 63V(동일한 K50-29 또는 Philips) 커패시터 8개를 설치합니다. 이 커패시터도 운모로 션트합니다. 용량을 늘릴 필요가 없습니다. 톤 밸런스가 낮아지고 공기가 손실됩니다.

두 회로의 매개변수는 대략 동일합니다. 출력 전력은 4Ω 부하에 20W이고 왜곡은 0.1~0.2%입니다. 물론 이 숫자가 사운드에 대해 많은 것을 말해주지는 않습니다. 나는 한 가지 확신합니다. 이 회로 중 하나를 사용하여 잘 만들어진 앰프를 듣고 나면 실리콘 트랜지스터로 돌아갈 가능성이 거의 없습니다.

2003년 4월

편집자로부터:

우리는 Jean의 첫 번째 버전 앰프 프로토타입을 들었습니다. 첫인상은 특이하다. 사운드는 부분적으로는 트랜지스터(좋은 부하 제어, 깨끗한 저음, 설득력 있는 드라이브)이고 부분적으로는 튜브(원하는 경우 거친 느낌, 공기, 섬세함이 부족함)입니다. 앰프가 켜지지만 방해로 인해 짜증이 나지 않습니다. 90dB의 감도로 플로어 스탠딩 스피커를 견딜 수 없는 볼륨까지 클리핑 현상이 전혀 없이 구동할 수 있는 충분한 전력이 있습니다. 흥미로운 점은 다양한 레벨의 톤 밸런스가 거의 변하지 않는다는 것입니다.

이는 사려 깊은 디자인과 엄선된 디테일의 결과입니다. 트랜지스터 세트의 비용이 50루블이라는 점을 고려하면(운이 좋지 않은 경우 배치에 따라 쌍을 선택하는 데 수십 개가 필요할 수 있음) 다른 요소, 특히 커패시터를 인색하지 마십시오.

단 몇 시간 만에 회로 분석을 위해 브레드보드에 증폭기 채널 하나가 조립되었습니다. 출력에는 차단 주파수가 3MHz인 미국 게르마늄 트랜지스터 Altec AU108이 설치되었습니다. 동시에, 0.5dB 레벨의 통과대역은 10Hz - 27kHz이고, 15W 전력에서의 왜곡은 약 0.2%였습니다. 3차 고조파가 지배적이었지만 11차까지 더 높은 차수의 방출도 관찰되었습니다. GT-705D 트랜지스터(Fgr. = 10kHz)에서는 상황이 다소 달랐습니다. 대역이 18kHz로 좁아졌지만 5차 이상의 고조파는 분석기 화면에 전혀 표시되지 않았습니다. 소리도 바뀌었습니다. 어떻게 든 예열되고 부드러워졌지만 이전에 반짝이는 "은색"은 사라졌습니다. 따라서 첫 번째 옵션은 "소프트" 트위터가 있는 음향에 권장되고 두 번째 옵션은 티타늄 또는 피에조 이미터가 권장될 수 있습니다. 왜곡의 특성은 각각 회로 1과 2의 커패시터 C7 및 C6의 품질에 따라 달라집니다. 그러나 운모와 필름과의 연결은 귀로 그다지 눈에 띄지 않습니다.

회로의 단점은 신호 소스의 출력 버퍼에 과부하가 걸릴 수 있는 낮은 입력 저항(볼륨 컨트롤의 상단 위치에서 약 2kΩ)을 포함합니다. 두 번째 요점은 왜곡 수준이 첫 번째 트랜지스터의 특성과 모드에 크게 좌우된다는 것입니다. 입력단의 선형성을 높이려면 컬렉터 및 이미터 회로 T1에 전력을 공급하기 위해 2개의 볼트 부스터를 도입하는 것이 합리적입니다. 이를 위해 3V의 출력 전압으로 두 개의 추가 독립 안정기가 만들어집니다. 하나의 "플러스"는 전원 버스 - 40V에 연결됩니다 (모든 설명은 회로 1에 제공되고 다른 회로의 경우 극성이 반전됩니다) , 상부 핀 R4에는 "마이너스"가 공급된다. 저항 R7과 커패시터 C6은 회로에서 제외됩니다. 두 번째 소스는 접지에 "마이너스", 저항 R3 및 R6의 하단 단자에 "플러스"와 같이 켜집니다. 커패시터 C4는 이미터와 접지 사이에 남아 있습니다. 안정된 영양을 실험해 볼 가치가 있을 수 있습니다. 전원 공급 장치와 앰프 회로 자체의 변화는 사운드에 근본적인 영향을 미치므로 조정할 수 있는 기회가 넓어집니다.

표 1. 증폭기 부품
저항
R1 10,000 가변, ALPS 유형 A
R2 68k 튜닝 SP4-1
R3 3k9 1/4와트 기원전, S1-4
R4 200 1/4와트 -//-
R5 2천 1/4와트 -//-
R6 100 1/4와트 -//-
R7 47 1와 -//-
R8,R9 39 1와 -//-
R10, R11 1 5와트 와이어, C5 - 16MV
R12 10,000 1/4와트 기원전, S1-4
R13 20 1/4와트 -//- 설정 중에 선택됨
커패시터
C1 47uF x 16V K50-29, 필립스
C2 100μF x 63V -//-
C3 1000pF CSR, SGM
C4 220uF x 16V K50-29, 필립스
C5 330pF
C6 1000uF x 63V K50-29, 필립스
C7 4 x 1000uF x 63V -//-
반도체
VD1, VD2 D311
VT1, VT2 GT402G
VT3 GT404G
VT4, VT5 P214V
표 2. 증폭기 부품
저항
R1 10,000 가변, ALPS 유형 A
R2 68k 튜닝, SP4-1
R3 3k9 1/4와트 기원전, S1-4
R4 200 1/4와트 -//-
R5 2천 1/4와트 -//-
R6 100 1/4와트 -//-
R7 47 1와 -//-
R8 20 1/4와트 -//-, 설정 중에 선택됨
R9 82 1와 -//-
R10~R13 2 5와트 와이어, C5 - 16MV
R14 10,000 1/4와트 기원전, S1-4
커패시터
C1 47uF x 16V K50-29, 필립스
C2 100μF x 63V -//-
C3 1000uF x 63V K50-29, 필립스
C4 1000pF CSR, SGM
C5 220uF x 16V K50-29, 필립스
C6 4 x 1000uF x 63V -//-
C7 330pF CSR, SGM, 설정 중에 선택됨
반도체
VD1, VD2 D311
VT1, VT2 GT404G
VT3 GT402G
VT4, VT6 GT705D
VT5, VT7 GT703D
우리는 게르마늄 트랜지스터를 사용하여 우리 손으로 오디오 증폭기를 만듭니다.

인터넷 출판물과 YouTube 비디오를 살펴보면 다양한 유형의 라디오 수신기 (직접 변환, 재생 등)와 게르마늄을 포함한 트랜지스터를 사용하는 오디오 증폭기의 비교적 간단한 디자인을 조립하는 데 꾸준한 관심이 있음을 알 수 있습니다.

게르마늄 트랜지스터를 기반으로 한 구조를 조립하는 것은 일종의 향수입니다. 왜냐하면 게르마늄 트랜지스터의 시대는 실제로 생산과 마찬가지로 30년 전에 끝났기 때문입니다. 오디오 애호가들은 목이 쉬어질 때까지 여전히 논쟁을 벌이고 있지만, 게르마늄과 실리콘 중 고음질 사운드 재생에 더 나은 것은 무엇입니까?

고상한 일은 뒤로하고 실천에 옮기자...

단파 범위에서 수신하기 위해 간단한 무선 수신기(직접 변환 및 재생)의 몇 가지 설계를 반복할 계획이 있습니다. 아시다시피 AF 증폭기는 모든 라디오 수신기의 필수 구성 요소입니다. 따라서 초음파 음향기를 먼저 제작하기로 결정되었습니다.

저주파(원하는 대로 오디오) 증폭기는 말하자면 모든 경우에 사용할 수 있는 별도의 장치로 제조됩니다.

우리는 소련에서 생산된 게르마늄 트랜지스터를 사용하여 초음파 트랜지스터를 조립할 것입니다. 다행스럽게도 나는 아마도 수백 가지 유형의 트랜지스터를 가지고 있을 것입니다. 분명히 그들에게 두 번째 삶을 줄 시간입니다.

무선 수신기의 경우 큰 ULF 출력 전력이 필요하지 않으며 최대 수백 밀리와트이면 충분합니다. 적합한 회로를 찾아서 이 설계로 이어졌습니다.

이 계획은 유용합니다. 출력 전력 -0.5W, 모든 트랜지스터는 게르마늄이며 사용 가능하며 주파수 응답은 무선 수신기에 최적화되어 있으며(위의 주파수는 3.5kHz로 제한됨) 상당히 높은 이득입니다.

증폭기의 개략도.

앰프 조립에 필요한 모든 부품이 부족하지 않습니다. 트랜지스터 MP37, MP39, MP41이 가장 먼저 손에 들어갔습니다. 게인에 따라 GT403 출력 트랜지스터를 선택하는 것이 좋지만 저는 그렇게 하지 않았습니다. 동일한 배치에서 새 트랜지스터가 두 개 있어서 가져갔습니다. 입력 MP28은 단일 사본으로 밝혀졌지만 서비스 가능합니다.

모든 트랜지스터는 저항계로 서비스 가능성을 점검했습니다. 결과적으로 이것은 오작동에 대한 보장은 아니지만 아래에서 자세히 설명합니다. 수입 전해 콘덴서, C1 필름, C5 세라믹을 사용했습니다.

SprintLayout 프로그램에서 PCB 레이아웃을 생성합니다. 인쇄된 도체의 측면에서 봅니다.

실제로 인쇄회로기판은 LUT를 사용해 제작하고 염화제2철로 에칭한다.

필요한 모든 부품을 납땜합니다. 조립된 앰프의 보드는 이렇게 생겼습니다.

증폭기의 출력 전력이 작기 때문에 출력 트랜지스터용 라디에이터가 필요하지 않습니다. 일할 때는 거의 따뜻하지 않습니다.

앰프 설정.

조립된 앰프에는 약간의 튜닝이 필요합니다.

9V 전원을 공급한 후 위 그림에 표시된 제어점의 전압을 측정합니다. 트랜지스터 VT2의 콜렉터에서 필요한 -3...4V일 때 전압은 마이너스 2.5V였습니다.

저항 R2를 선택하여 필요한 전압을 설정합니다.

트랜지스터 VT1 및 VT2의 사전 증폭 단계에서는 설정에 문제가 없었습니다. 출력 단계에 따라 상황이 다릅니다. 중간 지점(이미터 VT6과 컬렉터 VT7 사이의 연결 지점)에서 전압을 측정한 결과 마이너스 6V의 값이 나타났습니다. 저항 R7 또는 R8을 선택하여 전압을 변경하려고 시도했지만 원하는 결과를 얻지 못했습니다.

또한 증폭기의 총 대기 전류가 5~7mA 대신 4mA로 감소되었습니다. 오작동의 원인은 트랜지스터 VT3으로 밝혀졌습니다. 저항계로 작동하는 것으로 확인되었지만 회로에서는 작동하지 않았습니다. 교체 후 증폭기 트랜지스터의 모든 모드는 다이어그램에 표시된 모드에 따라 자동으로 설정되었습니다. 공급 전압 9V에서 내 증폭기의 트랜지스터 전극 전압이 표에 표시되어 있으며 전압은 공통 와이어를 기준으로 DT830B 테스터를 사용하여 측정되었습니다.

증폭기의 대기 전류는 D9 유형의 다이오드 D2를 선택하여 설정됩니다. 내가 만난 첫 번째 다이오드에서는 5.2mA의 대기 전류를 얻었습니다. 정확히 필요한 것.

기능을 확인하기 위해 G3-106 오디오 주파수 생성기에서 1000Hz의 주파수로 0.3mV의 정현파 전압을 적용합니다.
사진에서 다이얼 게이지에 따르면 출력 전압 레벨은 약 0.3V입니다. 신호는 발생기 출력의 분배기에 의해 60dB(1000배)만큼 추가로 감쇠됩니다.

증폭기 출력에 부하(저항 5.6Ω의 저항 MON-2)를 연결합니다. 오실로스코프 프로브를 부하 저항에 병렬로 연결합니다. 깨끗하고 왜곡이 없는 정현파를 관찰합니다.

오실로스코프 화면에서 수직 분할 가격은 -1V/div입니다. 따라서 전압스윙은 5V이다. 유효 전압은 1.77V이다. 이러한 숫자를 사용하면 전압 이득을 계산할 수 있습니다. 1kHz 주파수에서의 출력 전력은 다음과 같습니다.

증폭기의 매개변수가 선언된 매개변수와 일치하는 것을 볼 수 있습니다.

오실로스코프를 사용하면 높은 정확도로 전압을 측정할 수 없기 때문에(이 작업은 해당 작업이 아님) 이러한 측정이 완전히 정확하지는 않지만 아마추어 무선 목적에서는 그다지 중요하지 않습니다.

앰프는 감도가 높기 때문에 입력이 어디에도 연결되어 있지 않으면 소음과 교류 전압의 배경이 스피커에서 조용히 들릴 수 있습니다.

입력이 단락되면 모든 외부 노이즈가 사라집니다.

입력이 단락된 증폭기 출력의 잡음 전압 오실로그램:

수직 분할 값은 -20mV/div입니다. 잡음 및 배경 전압 스윙은 약 30mV입니다. 유효 잡음 전압은 10mV이다.

즉, 앰프가 상당히 조용합니다. 저자의 기사에는 -1.2mV의 소음 수준이 표시되어 있습니다. 아마도 제 경우에는 인쇄 회로 기판의 레이아웃이 완전히 성공하지 못한 것이 중요한 역할을했을 것입니다.

서로 다른 주파수의 교류 전압을 증폭기의 입력에 일정한 레벨로 공급하고 오실로스코프를 사용하여 부하 전체의 출력 전압을 모니터링함으로써 특정 ULF의 진폭-주파수 응답 그래프를 그릴 수 있습니다.