ゲルマニウムトランジスタによるULF回路。 ゲルマニウムトランジスタによる自作アンプ ゲルマニウムトランジスタによるULFに最適な回路図
ニコライ・トロシン
シンプルなゲルマニウムパワーアンプ。
最近、ゲルマニウムトランジスタをベースとしたパワーアンプへの関心が著しく高まっています。 このようなアンプの音はより柔らかく、「真空管サウンド」を彷彿とさせると考えられています。
私が少し前にテストした、ゲルマニウム トランジスタを使った 2 つの単純な低周波電力増幅回路に注目してください。
ここでは、「ゲルマニウム」が使用されていた 70 年代に使用されていたものよりも、より現代的な回路ソリューションが使用されています。 これにより、良好な音質で適切なパワーを得ることができました。
下の図の回路は、1989 年のラジオ マガジン第 8 号に掲載された私の記事 (51 ～ 55 ページ) のベース アンプのゲルマニウム再設計バージョンです。
このアンプの出力電力は、4 オームのスピーカー負荷で 30 ワット、8 オームの負荷で約 18 ワットです。
アンプ供給電圧 (U ピット) バイポーラ ± 25 V;
詳細について一言:
アンプを組み立てる際には、固定コンデンサとして（電解コンデンサに加えて）マイカコンデンサを使用することが望ましいです。 たとえば、下の図のような CSR タイプ。
MP40A トランジスタは MP21、MP25、MP26 トランジスタと置き換えることができます。 トランジスタ GT402G - GT402V 上。 GT404G - GT404V 上。
出力トランジスタ GT806 は任意の文字インデックスに設定できます。 この回路で P210、P216、P217 などの低周波トランジスタを使用することはお勧めしません。10 kHz を超える周波数では、明らかに高周波での電流増幅が不足しているため、トランジスタの動作がかなり悪くなります (歪みが顕著です)。
出力トランジスタのラジエーターの面積は少なくとも200 cm2、端子トランジスタの場合は少なくとも10 cm2である必要があります。
GT402 タイプのトランジスタ用のラジエーターは、厚さ 0.5 mm、サイズ 44x26.5 mm の銅 (真鍮) またはアルミニウムのプレートから作成すると便利です。
プレートを線に沿って切断し、この目的のために任意の適切な円筒形マンドレル (ドリルなど) を使用して、このブランクをチューブに成形します。
その後、ワークピース（1）をトランジスタハウジング（2）にしっかりと置き、側面取り付け耳を事前に曲げたスプリングリング（3）で押し付けます。
リングは直径 0.5 ～ 1.0 mm の鋼線でできています。 リングの代わりに、銅線のバンドを使用できます。
ここで、ラジエーターをトランジスタケースに取り付けるためにサイドラグを下から曲げ、ノッチ付きフェザーを希望の角度に曲げる作業が残ります。
同様のラジエーターは、直径 8 mm の銅管からも作ることができます。 6 ... 7 cmの部分を切り取り、片側の全長に沿ってチューブを切ります。 次に、チューブを半分の長さで4つの部分に切り、これらの部分を花びらの形に曲げてトランジスタにしっかりと置きます。
トランジスタ本体の直径は約8.2mmなので、チューブ全長に沿ってカットされているため、トランジスタにしっかりとフィットし、バネ性により本体に保持されます。
出力段のエミッタの抵抗は、5 W の電力で巻線された抵抗、または MLT-2 タイプ 3 オームの抵抗が 3 個並列に接続されています。 輸入されたフィルムのものを使用することはお勧めしません。それらは瞬時に、そして気づかないうちに燃え尽きてしまい、一度にいくつかのトランジスタの故障につながります。
カスタマイズ:
保守可能な素子から正しく組み立てられたアンプをセットアップするには、トリマー抵抗を使用して出力段の静止電流を 100mA に設定する必要があります (1 オームのエミッタ抵抗で 100mV の電圧を制御すると便利です)。
VD1 ダイオードを出力トランジスタのラジエーターに接着またはプレスすることが望ましく、これにより熱安定性が向上します。 ただし、これを行わない場合、出力段の静止電流はコールド 100mA からホット 300mA まで、通常、壊滅的な変化ではありませんが変化します。
重要：最初の電源投入前に、調整抵抗をゼロ抵抗に設定する必要があります。
調整後は、回路から調整抵抗を取り外し、実際の抵抗を測定し、一定の抵抗と置き換えることが望ましいです。
上記のスキームに従ってアンプを組み立てるための最も希少な部品は、GT806 ゲルマニウム出力トランジスタです。 ソビエトの輝かしい時代でさえ、それらを入手するのはそれほど簡単ではありませんでしたが、現在ではおそらくさらに困難になっています。 P213 ～ P217、P210 タイプのゲルマニウム トランジスタを見つけるのははるかに簡単です。
何らかの理由で GT806 トランジスタを購入できない場合は、上記の P213 ～ P217、P210 を出力トランジスタとして使用できる別のアンプ回路が提供されます。
このスキームは、最初のスキームを現代化したものです。 このアンプの出力電力は、4 オーム負荷で 50 W、8 オーム負荷で 30 W です。
このアンプ (U ピット) の電源電圧もバイポーラで、± 27 V です。
動作周波数範囲 20Hz～20kHz:
このスキームにどのような変更が加えられましたか。
「電圧アンプ」に 2 つの電流源を追加し、「電流アンプ」にもう 1 段を追加しました。
かなり高周波の P605 トランジスタに別の増幅段を使用することで、GT402 ～ GT404 トランジスタの負荷をある程度軽減し、非常に遅い P210 をかき混ぜることが可能になりました。
かなり悪い結果になりました。 入力信号が 20 kHz、出力電力が 50 W の場合、（オシロスコープの画面上で）負荷に歪みはほとんどありません。
P210 タイプのトランジスタによる出力信号形状の最小限の、ほとんど目立たない歪みは、50 ワットの電力で約 20 kHz の周波数でのみ発生します。 20 kHz 未満の周波数と 50 ワット未満の電力では、歪みは目立ちません。
実際の音楽信号では、そのような高周波におけるそのようなパワーは通常存在しないため、GT806 トランジスタをベースにしたアンプと P210 トランジスタをベースにしたアンプのサウンド (耳で) には違いがありませんでした。
ただし、GT806 のようなトランジスタでは、オシロスコープで見ると、アンプの動作がさらに良くなります。
このアンプの負荷が 8 オームの場合、出力トランジスタ P216 ～ P217、さらには P213 ～ P215 を使用することも可能です。 後者の場合、アンプの電源電圧を±23Vに下げる必要があります。 当然出力も低下します。
電力の増加は出力電力の増加につながり、2番目のオプションによる増幅回路にはそのような可能性（予備）があると思いますが、実験で運命を誘惑することはありませんでした。
このアンプには次のラジエーターが必要です - 散逸面積が少なくとも 300 cm2 の出力トランジスタの場合、プリ出力 P605 の場合 - 少なくとも 30 cm2、さらに GT402、GT404 (負荷抵抗が 4 オームの場合)も必要です。
トランジスタ GT402 ～ 404 の場合は、より簡単に実行できます。
直径 0.5 ～ 0.8 の銅線 (絶縁なし) を用意し、丸いマンドレル (直径 4 ～ 6 mm) にコイルを巻き、得られた巻き線を曲げてリングにします (内径が直径より小さい)トランジスタケースの）、両端をはんだ付けして接続し、得られた「ドーナツ」をトランジスタケースの上に置きます。
ワイヤを円形ではなく長方形のマンドレルに巻くと、ワイヤとトランジスタケースの接触面積が増加し、それに応じて熱除去効率が向上するため、より効率的になります。
また、アンプ全体の熱除去効率を高めるために、ラジエーターの面積を減らし、コンピューターからの12Vクーラーを使用して7 ... 8Vの電圧を供給して冷却することができます。
トランジスタ P605 は P601 ... P609 と置き換えることができます。
2 番目のアンプの設定は、最初の回路で説明したものと同様です。
音響システムについて少しお話します。 良い音を得るには、適切なパワーが必要であることは明らかです。 また、サウンドジェネレーターを使用して、周波数範囲全体にわたってさまざまなパワーで歩くことも望ましいです。 音は、喘鳴やガラガラ音のないクリアなものでなければなりません。 特に、私の経験からわかるように、S-90 タイプのスピーカーの高域スピーカーはこれに罪を負います。
アンプの設計や組み立てに関してご質問がございましたら、可能な限りお答えいたします。
皆様のお仕事頑張ってください！
ランプや最新のコンポーネントの設計にはもう飽きたので、最近、ノスタルジックな衝動に駆られてゲルマニウム トランジスタの設計に取り組んでいます。
生産技術の不完全性により、時間の経過とともにパラメータが大幅に劣化するということをフォーラムで読んで、予備量を確認するために、トランジスタと低電力ダイオードL2-54のパラメータ用の工業用メーターも購入しました。 。
私は 100 を超える異なるトランジスタの例をテストしましたが、どれも不合格になったことは満足しています。すべて、少なくとも 1.5 倍 (ほとんどの場合 2 ～ 3 倍) のマージンがリファレンスに相当します。データ。 したがって、彼らを雇用することはまったく罪ではありません。特に私の若い頃、彼らの多くは彼らが入手できないのと同じくらい望ましいものだったからです。
そして私たちは伝統的に始めます - ULFの建物.
たとえば、今日まで人気のあるアマチュア無線受信機の多くはゲルマニウム トランジスタで作られており、現在では品薄になっている高インピーダンスのヘッドフォンでも動作するように設計されています。 そこで出力パワーを高めるために推奨されているシンプルなエミッターフォロアは、接続された低インピーダンスヘッドフォン (100 ～ 600 オーム) または低インピーダンス負荷 (4 ～ 16 オームの最新のヘッドフォンまたはスピーカー) にのみ、多かれ少なかれまともなサウンドを提供できます。 Ktr が少なくとも 1/5 (抵抗に換算すると 1/25) のトランスを使用しても、低レベルではステップ型の歪みが強力な影響を及ぼします。 もちろん、最新の ULF を IC に搭載することもできますが、正の電力が必要です。 さらに進んで、設計を現代のトランジスタに移すこともできますが、「熱意」は失われ、当時の味は「懐かしさ」になるため、これは私たちの方法ではありません。
低インピーダンス負荷の音質を大幅に改善し、大音量での受信を実現するには、高インピーダンスのヘッドフォンの代わりに、深い OOS を備えたパワーアンプ (図 1 の青丸で囲んだ部分) を接続すると効果的です。
ご覧のとおり、彼の計画は 60 ～ 70 年代のほぼ古典的です。 特徴的な機能は、直流および交流 (抵抗 R7 を介した) に対する深い (32 dB 以上) OOS で、高いゲイン直線性 (平均 Kg レベルで 0.5% 未満、低 (5 mW 未満) および最大電力で) を保証します。 (0.5 W) kg は 2% に達します)。 やや特殊なボリュームコントロールのオンにより、ボリュームが減少しながら OOS の深さが増加します。これにより、ULF をより経済的にすることができることがわかりました (ULF SPP 全体の静止電流は増加しません)。 7 mA 以上）、「ステップ」型の歪みはほとんどありません。 コンデンサ C6 は帯域幅を約 3.5 kHz に制限します (コンデンサ C6 がないと、帯域幅は 40 kHz を超えます!)。これにより固有ノイズのレベルも低減されます。ULF は非常に静かです。 出力のノイズフロアは約 1.2 mV です。 （左側の端子C1が接地されている場合）。 入口から (C1 の左側の出力から) 合計 Kus は約 8,000 です。 入力に低減される固有ノイズのレベルは約 0.15 μV です。 実信号源 (LPF) に接続すると、電流成分により、入力に換算された固有ノイズのレベルが 0.3 ～ 0.4 μV に増加します。
出力段には安価で信頼性の高いGT403を採用。 ULF は「山で」より多くの電力 (4 オームの負荷で最大 2.5 W) を供給できますが、ラジエーターにトランジスタを取り付けるか、より強力なもの (P213、P214 など) を使用する必要があります。 .)、しかし、私の意見では、音楽を聴く場合でも、0.5 W と「目の奥」の現代的な繊細なダイナミクスで十分です。 対応する構造のほぼすべてのゲルマニウム低周波トランジスタと少なくとも 40 個の H21e トランジスタが低周波アンプ (T2、T3、T4 -MP13-16、MP39-42、および T5-MP9-11、MP35-) に適しています。 38）。 PPP でこの ULF を使用することが計画されている場合、T1 は低ノイズ (P27A、P28、MP39B) である必要があります。 出力段では、H21e 値が近い (+ -10% 以下) ペア T4、T5 と T6、T7 を選択することが望ましいです。
直流用の深い OOS により、ULF モードは自動的に設定されます。 最初に電源を投入するときに、静止電流 (5 ～ 7 mA) を確認し、必要に応じて、より適切なダイオードのインスタンスを必要に応じて選択します。 中国製のマルチメーターを使用すると、この手順を簡素化できます。 ダイオード導通モードでは、ダイオードに約 1 mA の電流が流れます。 電圧降下が 310 ～ 320 mV 程度のインスタンスが必要です。
テストには強力なULFが選択されました シンプルなデュアルバンド IFR 回路 RA3AAE。 ずっとやってみたかったのですが、なかなか手が伸びずにいたのですが、このような機会をいただきました（ハイ！）。
すぐに回路に小さな調整を加えました (図 3 を参照)。これについてはここで説明します。 その他すべて、 およびセットアッププロセスについては、書籍を参照してください。
2 リンクのローパス フィルターとして、私は従来、隣接するチャンネルの選択性を高めるテープ ユニバーサル ヘッドを使用してきました。 ローパスフィルターコイルはかなり大きな自己容量を持っているため、特にPELSHOではなくPEV、PEL（テープレコーダーGUを含む）などの単純なワイヤーで巻かれている場合、GPAに大きな負荷がかかります。 この場合、コイルの自己容量が非常に大きいため、ダイオードの通常の振幅で GPA を開始するのは非常に問題になります。多くの同僚がこれに遭遇しました。 そのため、GPA 信号をコイルタップからではなく通信コイルから除去する方が良いのです。これにより、これらの問題がすべて排除され、同時に GPA 電圧が ULF 入力に入ることが完全に排除されます。 巻線の手間を省くために、適切な既製コイルを見つけて PPP テストを進めましたが、予期せず深刻な「レーキ」に遭遇しました。40 メートルの距離に切り替えると、通信コイルの GPA 信号の振幅が減少します。 2倍に！ さて、私はおそらく間違ったシステムの手榴弾、つまりコイルを持っているのではないかと思いました (こんにちは!)。 フレームを見つけて、作者に従って厳密に巻き戻しました（写真を参照）
そしてここで私たちはウラジミール・ティモフェーヴィッチに敬意を表しなければなりません-追加のジェスチャーなしで、彼はすぐに入力回路とGPAの両方で示された周波数範囲に入りました。
しかし...問題は残ります。つまり、両方のレンジでミキサーを最適に調整することは不可能です。一方に最適な振幅を設定すると、他方ではダイオードが閉じるか、ほぼ常に開いた状態になります。 ミキサーが多かれ少なかれ両方の範囲で動作する場合、GPA 振幅を設定するための特定の平均、妥協、オプションのみが可能ですが、損失が増加します (最大 6 ～ 10 dB)。 問題の解決策は表面的なものであることが判明しました。トグル スイッチ内のフリー スイッチング グループを使用してエミッタ抵抗を切り替え、これを使用して各レンジで GPA の最適な振幅を設定します。 GPA の最適な振幅を制御および調整するには、 と同じ方法を適用します。
これを行うには、ダイオード D1 の左側 (図 3 を参照) 出力を補助コンデンサ 0C1 に切り替えます。 その結果、倍増機能を備えた古典的な GPA 電圧整流器が完成しました。 この種の「内蔵 RF 電圧計」を使用すると、動作回路内の特定の GPA からの特定のダイオードの動作モードを直接測定する機会が得られます。 DC電圧測定モードで制御するためにマルチメータを0С1に接続し、エミッタ抵抗を選択することにより（40mの範囲ではR3の最初から、80mの場合はR5）、+ 0.8 ... + 1 V -の電圧を達成します。これはダイオード 1N4148、KD522、521 などに最適な電圧になります。 全体のセットアップは次のとおりです。 ダイオードの出力を所定の位置にはんだ付けし、補助チェーンを取り外します。 最適に動作するミキサーを使用すると、入力回路への接続を最適化 (増加) することができ (タップは L2 の 5 ターンではなく 10 ターンで作られます)、それによって両方の範囲でフレアを 6 ～ 10dB 増加させることができます。
特にバッテリーで駆動されている場合、強力な 2 ストローク ULF の電源回路に沿って大きな電圧リップルが発生する可能性があります。 したがって、T4 の経済的なパラメトリック電圧レギュレータを GPA への電力供給に使用し、逆バイアスのエミッタ接合 KT315 をツェナー ダイオード (手元にあった) として使用しました。 スタビライザーの出力電圧は -6..-6.5V の順序で選択され、バッテリーが 7V まで放電しても安定した同調周波数が保証されます。 GPA の供給電圧が低下したため、L3 通信コイルの巻数は 8 巻に増加しました。 しかし、KT315の場合、エミッタ接合のブレークダウン電圧の広がりは非常に大きく、最初に見つかったものは7.5Vを与えました。少し高すぎましたが、2番目のものは7Vを与えました（グラフを参照）
- シリコン KT209v を T4 として使用することで、すでに良好です。必要な -6.3v が得られました。 選択に手間をかけたくない場合は、T5 として KT316 を配置し、T4 はゲルマニウム (MP39-42) にする必要があります。 したがって、統一のために GPA に KT316 を入れることは理にかなっています (図 4 を参照)。これは GPA 周波数の安定性にプラスの影響を与えます。 これが今の私にとって有効なオプションです。
「長いことチェッカーを手に取っていないのですが…」。 というか、私は長いことトランジスタアンプを組み立てていない、と言いたかったのです。 すべてのランプ、そうです、ランプです。 そして、私たちのフレンドリーなチームと参加のおかげで、組み立て用のボードをいくつか購入しました。 別途お支払い。
支払いはすぐに届きました。 Igor (Datagor) は、図、アンプの組み立てと設定の説明を含む文書をすぐに送信しました。 キースは誰にとっても良い人で、スキームは古典的な、慣らし運転です。 しかし、私は欲に負けてしまいました。 チャンネルあたり 4.5 ワットでは十分ではありません。 少なくとも 10 W は欲しいです。大音量で音楽を聴くからではありません (私の音響感度が 90 dB で 2 W で十分です)。しかし、そうである必要があります。
パワーアンプ回路
最終的なアンプ回路はこんな感じです。 変更された金額は赤色で表示されます。オームの法則とジュールレンツの法則を回避できた弁護士はまだ一人もおらず、UMZCH の出力の電力を増加するには、その供給電圧を増加する必要があります。 30ボルトまでは最低2回はやりましょう。 すぐにはできないでしょう。 元の回路で使用されているトランジスタ P416 および MP39B の最大許容電圧は 15 ボルトです。
私は棚から 1978 年版の古いアマチュア無線ハンドブックを入手し、部品の入った箱を発掘しながら、MP および GT シリーズのゲルマニウム トランジスタのパラメータを詳しく調べなければなりませんでした。
私は回路で使用されているパラメータに近いトランジスタを探していましたが、最大許容電圧が少なくとも 30 ボルトです。
この興味深い調査作業を実施した結果、必要な候補者が見つかりました。 入力では、P416 の代わりに GT321D トランジスタが主な候補になりました。
MP39B + MP37A のペアを、同様の MP14A + MP10B のペアに置き換えることが決定されました。 9 から 16 までの番号が付いた MP シリーズのゲルマニウム トランジスタは「軍事用」、つまり特殊用途の機器用のトランジスタです。 幅広い用途の機器を対象とした35から42の番号を持つ類似物とは異なります。
出力には高周波トランジスタGT906Aを使用することにしました。 これにはいくつかの理由がありますが、主な理由は、私のナイトスタンドにこれらのトランジスタの在庫が存在することです。 2 番目の理由は、電流伝達係数が高いことです。 動作中、前段のトランジスタは出力トランジスタの蓄積に対する「歪み」が少なくなり、発熱が減少し、アンプの歪みレベルにプラスの影響を与えるはずです。
次のステップは、これも重要ですが、電流伝達係数 h21e に基づいてペアのトランジスタを選択することです。 最初は通常の中国のテスターでこれを実行しようとしましたが、測定結果はやや奇妙で、明らかに過大評価されているように思えました。 さらに、中国のテスターは明らかに強力なトランジスタのパラメータの測定に対応できませんでした。
古き良きソ連時代の PPT 装置を棚から入手する必要がありました。
その助けを借りて、h21e = 120のGT321Dトランジスタのペアと、h21e = 40のMP10B + MP14Aの2ペアが選択され、12個の1T906Aトランジスタから3個が選択されました。 ベータ 76 とベータ 78 のカップル。それでも、1T シリーズは製造時にパラメータの点でより真剣な選択を受けました。
トランジスタを選択した後、Datagor の指示に従ってプリント基板を組み立てるのにそれほど時間はかかりませんでした。 電解コンデンサの電圧にも注意が必要です。 アンプの選択した電源電圧以上でなければなりません。
35ボルトのコンデンサを使用しました。
アンプからより多くの電力を取り出すつもりだったので、出力カップリングコンデンサの容量を少なくとも2倍に増やす必要がありました。 この値のコンデンサは基板に適合しませんでした。 代わりに、サイズに関係なく、任意のコンデンサをワイヤに接続できるように、ネジ端子をいくつかはんだ付けしました。
もう 1 つの重要な問題は、出力トランジスタの冷却機構でした。 私は一対の同一のかなり大きなヒートシンクを見つけましたが、それらは TO-220 パッケージで最新のトランジスタを取り付けるように設計されていました。
古くて焼けたコンピューターの電源に解決策を見つけました。 厚さ 4 mm のアルミニウムで作られた一対のヒートシンクに絶縁スペーサーを介して GT906 トランジスタを固定し、放熱ペーストを介して幅広の端を備えたこれらのヒートシンク自体を大きなヒートシンクにネジ止めしました。
アンプボードは金属コーナーを使用して同じラジエーターに取り付けられました。 コンピュータのラジエーターのフィンの間、出力トランジスタの近くに D310 ダイオードが配置されており、アンプの熱的安定性が確保されています。 迷わず中華製ホットメルト接着剤を充填しました。
初回付属、アンプの調整
組み立てたアンプの電源を入れて初めてテストします。 私は電流制限のある実験室用電源を使用してこれを行いました。
まず、電源電圧を 15 ボルトに設定します。 アンプの静止電流を 100 mA に設定し、電源電圧のちょうど半分になるように出力のバランスをとり、電源電圧を徐々に希望の 30 ボルトまで上げ始めました。
この操作中に、いくつかの抵抗の値をわずかに変更する必要がありました。 電源電圧が増加すると、静止電流が急激に増加し始めました。 電流制限電源がなければ、おそらく 1 対以上の出力トランジスタを失うことになるでしょう。 しかし、ここではすべてがうまくいきました。
測定値が少ない
直流モードを設定した後、ジェネレーターとオシロスコープをアンプに接続しました。 合図を出しました。 出力では、4 オームの負荷に対して約 12 ボルトの振幅で信号クリッピング (青) が発生します。これは、次の状態に相当します。 出力18W。 万歳！！ :ヤフー:入力 (黄色) での信号の振幅は約 1.5 ボルトです。 つまり、アンプの感度は 1 ボルト RMS 程度です。
帯域幅も満足です。 15 Hz から 60 kHz までのロールオーバーは事実上ありません。 フィードバック回路と入力から 100 pF のコンデンサを取り除くと、おそらくさらに幅が広くなるでしょう。
あなたが必要なもの！ これは、主な信号ソースとして使用されるコンピューターのサウンド カードの出力信号レベルに対応します。
アンプの最大消費電流を調べてみました。 周波数 10 kHz、振幅 1.5 V の矩形信号が入力に印加されると、アンプは PSU から 2 A 弱の電流を消費します。
さあ、衝突テストの時間だ。 ホルダーに 1.5 A ヒューズを取り付け、PSU に可能な最大電流制限を設定し (5 A です)、入力に 10 kHz の正弦波周波数を適用します。 信号がすでに制限されている場合に、パワーを最大にします。 その後ドライバーで負荷をショートさせます。 ヒューズが切れます。 ヒューズを新しいものに交換し、アンプを再度オンにします。出力トランジスタは無傷です。 3 つのヒューズ (一方のアンプ基板に 2 つ、もう一方の基板に 1 つ) を飛ばした後、信頼性テストに合格したと判断し、アンプのケースへの最終組み立てに進むことができます。
アンプの一般的な組み立て
予備調整を行って、ケース内のすべての部品を固定するために鍵屋の作業を開始します。
電源トランスはトロイダル型です。 潜在的な敵を混乱させることを目的とした恐ろしい名前 BY5.702.010-02 が付けられました。 変圧器は出力で 20 ボルトを生成します。 この巻線の電流パラメータは見つかりませんでしたが、GM-70 ランプ (3.5 A) の輝きを負担や過熱なしに維持します。 したがって、このアンプの 2 つのチャンネルに電力を供給するには、マージンがあっても十分な電力が得られます。
ゲルマニウム D305 整流ダイオード (10 A、50 V) も使用しました。 したがって、単一のシリコン部品が存在しない増幅器を組み立てることが判明した。 すべては風水です。
フィルターコンデンサ - 2個 10000μF。 一つずつで十分だったのですが、最初に書いたように欲が勝ってしまい、しかも建物内に場所があったのです。
出力に 1000 マイクロファラッドの 63 V コンデンサを 3 個並列接続しましたが、コンデンサは日本の松下製の高品質です。
すべてのコンポーネントがケースにしっかりと固定されたら、何も混乱することなくワイヤーでそれらを接続するだけです。 シリコン耐熱絶縁体に断面積0.5平方mmの銅製モノコアを使用して設置を行いました。 火災警報器に使われているケーブルからこの線を取り出しました。 使用することをお勧めします。 ワイヤーは硬いという事実により、多くの努力をせずにケース内に均等かつきれいに配置することができます。
前世紀の終わりに、ドイツの化学者 K.A. ウィンクラーは、D.I.によって存在が事前に予測されていた元素を発見しました。 メンデレーエフ。 そして 1948 年 7 月 1 日、ニューヨーク タイムズの地下に「トランジスタの作成」という見出しで短い記事が掲載されました。 それは、「無線工学において従来の真空管を置き換えることができる電子装置」の発明について報告した。
もちろん、最初のトランジスタはゲルマニウムであり、無線工学に真の革命をもたらしたのはこの元素でした。 音楽愛好家が真空管からトランジスタへの移行から恩恵を受けたかどうかについては議論しないでおこう。こうした議論はすでにかなり退屈になっている。 同様に関連性の高い別の質問を自問してみましょう。シリコンデバイスがゲルマニウムデバイスに取って代わられたとき、次の進化ラウンドはサウンドに利益をもたらしましたか? 後者の時代は長くはなく、ランプのように目に見える音の遺産を残さなかった。 現在、ゲルマニウムトランジスタはどの国でも生産されておらず、言及されることもほとんどありません。 しかし無駄だった。 私は、シリコントランジスタは、バイポーラかフィールドか、高周波か低周波か、小信号か強力かに関わらず、ゲルマニウムほど高音質再生には適さないと考えています。 まず、両方の要素の物理的特性を見てみましょう。*
* H.J.Fisher、Transistortechnik fur Den Funkamateur の後に出版。 翻訳：A.V. ベズルコバ、M.、MRB、1966年。
| プロパティ | ゲルマニウム | ケイ素 |
| 密度、g / cm 3 | 5,323 | 2,330 |
| 原子量 | 72,60 | 28,08 |
| 1cm 3 中の原子の数 | 4,42*10 22 | 4,96*10 22 |
| バンドギャップ、EV | 0,72 | 1,1 |
| 誘電率 | 16 | 12 |
| 融点、°С | 937,2 | 1420 |
| 熱伝導率、cal/cm X sec X deg | 0,14 | 0,20 |
| 電子移動度、cm 2 / 秒 * V | 3800 | 1300 |
| 穴の移動度、cm 2 / 秒 * V | 1800 | 500 |
| 電子寿命、マイクロ秒 | 100 - 1000 | 50 - 500 |
| 電子平均自由行程、cm | 0,3 | 0,1 |
| 穴の平均自由行程、cm | 0,07 - 0,02 | 0,02 - 0,06 |
この表は、電子と正孔の移動度、電子の寿命、電子と正孔の平均自由行程がゲルマニウムの方がはるかに高く、バンドギャップがシリコンよりも低いことを示しています。 また、p-n 接合での電圧降下は 0.1 ～ 0.3 V、n-p 接合では 0.6 ～ 0.7 V であることが知られています。このことから、ゲルマニウムはシリコンよりもはるかに優れた「導体」であると結論付けることができ、したがって増幅段ではp-n-p トランジスタでは、n-p-n トランジスタよりも音響エネルギーの損失が大幅に低くなります。 なぜゲルマニウム半導体の生産が中止されたのかという疑問が生じます。 まず第一に、いくつかの基準によれば、最大 150 度の温度で動作できるため、Si の方がはるかに好ましいからです。 (Ge - 85)、その周波数特性は比較にならないほど優れています。 2 番目の理由は純粋に経済的な理由です。 地球上のシリコンの埋蔵量は事実上無制限ですが、ゲルマニウムはかなり希少な元素であり、入手と精製の技術ははるかに高価です。
一方、家庭用オーディオ機器での使用では、シリコンの前述の利点はまったく明らかではなく、逆にゲルマニウムの特性は非常に魅力的です。 さらに、我が国にはゲルマニウムトランジスタが少なくとも山ほどあり、その価格は単純に法外です。
** この記事の公開後、一部の種類のランプや超小型回路ですでに起こっているように、ラジオ市場の価格が高騰する可能性があると私は予想しています - 注。 編
それでは、ゲルマニウム半導体をベースにした増幅回路の考察に進みましょう。 まず最初に、本当に高い音質を得るには、その遵守が非常に重要な原則をいくつか説明します。
- 増幅回路には単一のシリコン半導体があってはなりません。
- 取り付けは、部品自体の結論を最大限に活用して、体積ヒンジ方式で実行されます。 回路基板はサウンドを著しく劣化させます。
- アンプ内のトランジスタの数はできるだけ少なくする必要があります。
- トランジスタは出力段の上下アームだけでなく、両チャンネルともペアで選択する必要があります。 したがって、おそらく近い値の h21e (少なくとも 100) と最小限の Iko を持つ 4 つの標本をそれぞれ選択する必要があります。
- 電源トランスのコアは、少なくとも15 cm 2の断面積を持つプレートШで作られています。 接地されるべきスクリーン巻線を設けることが非常に望ましい。
スキーム #1、ミニマリスト
この原理は新しいものではなく、このような回路は 60 年代に非常に人気がありました。 私の意見では、これはオーディオマニアの規範に相当するトランスレスアンプのほぼ唯一の構成です。 シンプルなため、最小限のコストで高音質を実現できます。 これは、作者がハイエンド オーディオの現代の要件に合わせて調整しただけです。
アンプのセットアップは非常に簡単です。 まず、抵抗 R2 をコンデンサ C7 の「マイナス」側の電源電圧の半分に設定します。 次に、出力トランジスタのコレクタ回路に含まれるミリ電流計が示す静止電流が 40 ～ 50 mA 以下になるように R13 を選択します。 信号を入力に適用するときは、可能性は低いですが、自己励起がないことを確認する必要があります。 それでも、RF 発生の兆候がオシロスコープの画面に見える場合は、コンデンサ C5 の静電容量を増やしてみてください。 温度が変化したときにアンプを安定して動作させるには、ダイオード VD1、2 を熱伝導性ペーストで潤滑し、出力トランジスタの 1 つに押し付ける必要があります。 後者は、少なくとも200 cm2の面積のヒートシンクに取り付けられます。
スキーム No. 2、改良版
40 年前には業界で n-p-n 構造の高出力ゲルマニウム トランジスタが製造されていなかったため、最初の回路には準相補的な出力段がありました。 相補ペアの GT703 (p-n-p) と GT705 (n-p-n) は 70 年代にのみ登場し、出力段回路の改良が可能になりました。 しかし、世界は完璧からは程遠いです - 上記のタイプの最大コレクタ電流はわずか3.5 Aです（P217V Ik max \u003d 7.5 A）。 そのため、肩に2個かけるだけでスキームで使用することができます。 実際、これは電源の極性が逆であることを除いて #2 とは異なります。 そして、電圧増幅器 (VT1) はそれぞれ、異なる導電率のトランジスタ上に実装されています。
回路はまったく同じ方法で構成されており、出力段の静止電流も同じです。
電源について簡単に説明すると
高音質を得るには、4 つのゲルマニウム ダイオード D305 が入っている箱を探す必要があります。 他の人は強くお勧めしません。 それらをブリッジで接続し、0.01 uFのマイカCSRでシャントし、次に1000 uF X 63 V（同じK50-29またはフィリップス）の8つのコンデンサを配置し、これもマイカでシャントします。 容量を増やす必要はありません。音のバランスが崩れ、空気が失われます。
両方の回路のパラメータはほぼ同じです。出力電力は 4 オームの負荷で 20 W、歪みは 0.1 ～ 0.2% です。 もちろん、これらの数字はサウンドについてはほとんど語っていません。 私が一つ確信していることは、これらの回路のいずれかに従って適切に作られたアンプを聴いた後は、シリコントランジスタに戻る可能性は低いということです。
2003 年 4 月
編集者より:
私たちはジャンのアンプの最初のバージョンのプロトタイプを聴きました。 第一印象は普通ではありません。 サウンドは、部分的にはトランジスタ（優れた負荷制御、鮮明な低音、説得力のあるドライブ）、部分的にはチューブ（荒々しさ、空気感、繊細さの欠如）です。 アンプは起動しますが、うるさくありません。 わずかなクリッピングの兆候もなく、許容できない音量まで 90 dB の感度で床音響を揺さぶるのに十分なパワーがあります。 興味深いことに、さまざまなレベルでの音色バランスはほとんど変化しません。
それは考え抜かれたデザインと慎重に選ばれたディテールの結果です。 トランジスタのセットに50ルーブルの費用がかかることを考慮すると（ただし、運が悪いと、入手したバッチによっては、ペアを選択するのに数十ルーブルかかる場合があります）、他の要素、特にコンデンサをケチらないでください。
わずか数時間で、回路を解析するために 1 つのアンプ チャンネルがブレッドボード上に組み立てられました。 出力には、カットオフ周波数3 MHzの米国Altec AU108ゲルマニウムトランジスタが取り付けられました。 同時に、0.5 dB レベルでの帯域幅は 10 Hz ～ 27 kHz、電力 15 W での歪みは約 0.2% でした。 3 次高調波が支配的ですが、11 次までの高次の外れ値もありました。 GT-705D トランジスタ (Fgr. = 10 kHz) では、状況は多少異なります。帯域は 18 kHz に狭まりましたが、5 次以上の高調波はアナライザー画面ではまったく見えませんでした。 音も変わりました。どういうわけか暖かくなり、柔らかくなりましたが、前に輝いていた「シルバー」は消えました。 したがって、最初のオプションは「ソフト」ツイーターを備えた音響に推奨され、2番目のオプションはチタンまたはピエゾエミッターを備えたものをお勧めします。 歪みの性質は、それぞれ図 1 と図 2 のコンデンサ C7 と C6 の品質によって決まります。 しかし、雲母とフィルムによるシャントは耳ではあまり目立ちません。
この回路の欠点には、入力抵抗が低い (ボリューム コントロールの上部で約 2 kOhm) ことがあり、信号源の出力バッファに過負荷がかかる可能性があります。 2番目の点 - 歪みのレベルは、最初のトランジスタの特性とモードに大きく依存します。 入力段の直線性を高めるには、コレクタ回路とエミッタ回路 T1 に電力を供給するために 2 ボルトの添加剤を導入するのが合理的です。 このために、出力電圧 3 V の独立したスタビライザーを 2 つ追加し、1 つの「プラス」を電源バス - 40 V に接続します (すべての説明は回路 1 について説明されており、もう 1 つの回路では極性が逆になります) ）、「マイナス」が上部端子 R4 に入力されます。 抵抗 R7 とコンデンサ C6 は回路から除外されています。 2 番目の電源は次のようにオンになります。「マイナス」はグランドに、「プラス」は抵抗 R3 と R6 の下側端子に接続されます。 コンデンサ C4 はエミッタとグランドの間に残ります。 安定化電源を試してみる価値はあるかもしれません。 電源やアンプ回路自体に変更が生じるとサウンドに根本的な影響が生じるため、調整の余地が大きく広がります。
| 表 1. アンプの詳細 | |||
| 抵抗 | |||
| R1 | 10k | 変数、ALPS タイプ A | |
| R2 | 68k | トリマーSP4-1 | |
| R3 | 3k9 | 1/4w | 太陽、C1-4 |
| R4 | 200 | 1/4w | -//- |
| R5 | 2k | 1/4w | -//- |
| R6 | 100 | 1/4w | -//- |
| R7 | 47 | 1w | -//- |
| R8、R9 | 39 | 1w | -//- |
| R10、R11 | 1 | 5w | ワイヤー、C5 - 16MV |
| R12 | 10k | 1/4w | 太陽、C1-4 |
| R13 | 20 | 1/4w | -//- セットアップ中に選択 |
| コンデンサ | |||
| C1 | 47μF×16V | K50-29、フィリップス | |
| C2 | 100μF×63V | -//- | |
| C3 | 1000pF | CSR、SGM | |
| C4 | 220μF×16V | K50-29、フィリップス | |
| C5 | 330pF | ||
| C6 | 1000μF×63V | K50-29、フィリップス | |
| C7 | 4×1000uF×63V | -//- | |
| 半導体 | |||
| VD1、VD2 | D311 | ||
| VT1、VT2 | GT402G | ||
| VT3 | GT404G | ||
| VT4、VT5 | P214V | ||
| 表 2. アンプの詳細 | |||
| 抵抗 | |||
| R1 | 10k | 変数、ALPS タイプ A | |
| R2 | 68k | トリマー、SP4-1 | |
| R3 | 3k9 | 1/4w | 太陽、C1-4 |
| R4 | 200 | 1/4w | -//- |
| R5 | 2k | 1/4w | -//- |
| R6 | 100 | 1/4w | -//- |
| R7 | 47 | 1w | -//- |
| R8 | 20 | 1/4w | -//-、セットアップ中に選択 |
| R9 | 82 | 1w | -//- |
| R10～R13 | 2 | 5w | ワイヤー、C5 - 16MV |
| R14 | 10k | 1/4w | 太陽、C1-4 |
| コンデンサ | |||
| C1 | 47μF×16V | K50-29、フィリップス | |
| C2 | 100μF×63V | -//- | |
| C3 | 1000μF×63V | K50-29、フィリップス | |
| C4 | 1000pF | CSR、SGM | |
| C5 | 220μF×16V | K50-29、フィリップス | |
| C6 | 4×1000uF×63V | -//- | |
| C7 | 330pF | CSR、SGM、セットアップ時に選択 | |
| 半導体 | |||
| VD1、VD2 | D311 | ||
| VT1、VT2 | GT404G | ||
| VT3 | GT402G | ||
| VT4、VT6 | GT705D | ||
| VT5、VT7 | GT703D | ||
インターネット上の出版物や YouTube リソースのビデオを見ると、さまざまな種類のラジオ受信機 (直接変換、再生など) や、トランジスタに基づく可聴周波増幅器の比較的単純な設計を組み立てることに一定の関心が寄せられていることがわかります。ゲルマニウムのもの。
実際、ゲルマニウム・トランジスタの時代もその製造も 30 年前に終わっているため、ゲルマニウム・トランジスタでの設計の組み立ては一種のノスタルジーです。 オーディオマニアたちは今でも声がかすれるまで議論していますが、高忠実度のサウンド再生にはゲルマニウムとシリコンのどちらが優れているのでしょうか?
大事なことは置いておいて、練習に移りましょう...
短波帯で受信するための単純な無線受信機 (直接変換および再生) の設計をいくつか繰り返す計画があります。 ご存知のとおり、AF アンプはラジオ受信機にとって不可欠な部品です。 そこで、まずはUZCHを作ることにしました。
低周波（または好みに応じてサウンド）のアンプは、いわばあらゆる場面に対応する別のユニットによって作成されます...
ソ連製のゲルマニウムトランジスタでUZCHを組み立てます。私はさまざまなタイプのトランジスタをおそらく最大100個持っているためです。 どうやら彼らに第二の人生を与える時が来たようだ。
ラジオ受信機の場合、大きな ULF 出力は必要なく、数百ミリワットまであれば十分であるため、適切な回路を模索した結果、この設計が生まれました。
この計画は完全に当てはまります。 出力電力は -0.5 W で、すべてのゲルマニウム トランジスタも利用可能で、周波数応答はラジオ受信機用に最適化されており (3.5 kHz の周波数によって上から制限されます)、かなり大きなゲインです。
アンプの概略図。 
アンプの組み立てに必要な部品はすべて揃っています。 トランジスタ MP37、MP39、MP41 が最初に手に入ったものでした。 GT403 出力トランジスタはゲインに応じて選択することをお勧めしますが、私はそうしませんでした。同じバッチから新しいものをいくつか持っていたので、それらを使用しました。 入力 MP28 は 1 つのコピーでしたが、使用可能でした。
すべてのトランジスタは、保守性について抵抗計を使用してテストされました。 結局のところ、これは誤動作に対する保証ではありませんが、詳細は以下で説明します...私は輸入した電解コンデンサ、C1フィルム、C5セラミックを使用しました。
SprintLayout プログラムでは、プリント基板のレイアウトを作成します。 印刷された導体から見た図。 
実際、LUT を使用してプリント基板を作成し、塩化第二鉄で中毒させます。
必要な詳細をすべてはんだ付けします。 組み立てたアンプ基板はこんな感じ。 
アンプの出力電力が小さいため、出力トランジスタのヒートシンクは必要ありません。 動作中はほとんど温かくなりません。
アンプの設定。
組み立てられたアンプには調整が必要です。
9Vの電力を印加した後、上の図に示されている制御点の電圧を測定します。 トランジスタVT2のコレクタでは、電圧はマイナス2.5 Vで、必要な-3 ... 4 Vでした。
抵抗 R2 を選択することで、必要な電圧を設定します。
トランジスタ VT1 と VT2 の前置増幅段では、チューニングに問題はありませんでした。 出力段では状況が異なります。 中間点 (エミッタ VT6 とコレクタ VT7 の接続点) の電圧を測定すると、マイナス 6 V の値が示されました。抵抗 R7 または R8 を選択して電圧を変更しようとしましたが、望ましい結果は得られませんでした。
さらに、アンプの合計静止電流は過小評価されており、5 ... 7 mA ではなく 4 mA でした。 VT3 トランジスタが誤動作の原因であることが判明しました。 彼は修理可能な抵抗計を持って電話をかけましたが、回路で作業することを拒否しました。 交換後は、アンプのトランジスタの全モードが図の通りに自動設定されました。 私のアンプの電源電圧 9V におけるトランジスタの電極の電圧を表に示します。電圧は、DT830B テスターを使用してコモン ワイヤに対して測定されています。
アンプの静止電流は、ダイオード D2 タイプ D9 を選択することによって設定されます。 私が最初に見つけたダイオードでは、5.2 mA の静止電流が得られました。 まさに必要なもの。
性能をテストするために、G3-106 オーディオ周波数発生器から 1000 Hz の周波数で 0.3 mV の正弦波電圧を供給します。 
写真では、ポインター デバイスによると、出力電圧レベルは約 0.3 V です。 信号は、ジェネレーター出力の分周器によってさらに 60 dB (1000 分の 1) 減衰されます。
負荷をアンプの出力、つまり抵抗値が5.6オームの抵抗器MON-2に接続します。 負荷抵抗と並列に、オシロスコープのプローブを接続します。 純粋で歪みのない正弦波が観察されます。 
オシロスコープ画面では、垂直分周値は-1V/divとなります。 したがって、電圧振幅は 5V です。 実効電圧は1.77Vです。 これらの数値を使用して、電圧ゲインを計算できます。 
1 kHz の周波数での出力電力は次のとおりです。 
アンプのパラメータが宣言されたパラメータに対応していることがわかります。
オシロスコープでは高精度に電圧を測定できないため（これはオシロスコープの仕事ではありません）、これらの測定が完全に正確ではないことは明らかですが、アマチュア無線の目的では、これはそれほど重要ではありません。
アンプの感度が高いため、スピーカーのどこにも入力が接続されていない場合、交流電圧のノイズやバックグラウンドが静かに聞こえます。
入力を短絡すると、外来ノイズはすべて消えます。
入力が短絡したアンプの出力におけるノイズ電圧のオシログラム: 
垂直分割価格 -20mV/div. ノイズとバックグラウンド電圧の振幅は約 30mV です。 実効電圧ノイズ - 10mV。
言い換えれば、アンプは非常に静かです。 著者の記事ではノイズレベルが-1.2mVと記載されていますが。 おそらく、私の場合は、プリント基板のレイアウトが完全には成功していなかったことが影響していると思われます。
アンプの入力にさまざまな周波数の交流電圧を一定レベルで印加し、負荷側の出力電圧をオシロスコープで制御すると、このULFの振幅周波数特性のグラフが得られます。